直流微電網(wǎng)雙向全橋DC／DC 變換器控制策略

朱勝杰，張厚升

（山東理工大學電氣與電子工程學院，山東 淄博 255022）

0 引言

隨著各國對能源和環(huán)境問題越來越重視，清潔無污染可再生能源得到了廣泛的關注。在電力領域中，新能源分布式發(fā)電由于具有污染小、可再生、安裝地點分散靈活等優(yōu)點受到了越來越多的關注，并在全球范圍內(nèi)迅速推廣［1-2］。為了使分布式發(fā)電的優(yōu)勢得到充分發(fā)揮，微電網(wǎng)概念被提出，現(xiàn)已成為分布式電源接入到配電網(wǎng)的重要形式［3-4］。在負載互連、分布式能源和分布式存儲系統(tǒng)合并集成到網(wǎng)格中的情況下，微電網(wǎng)已成為現(xiàn)實。對更靈活的電力系統(tǒng)，節(jié)能和環(huán)境影響的需求正在推動微電網(wǎng)的發(fā)展。相比交流微電網(wǎng)，直流微電網(wǎng)更方便于分布式電源的接入（分布式電源產(chǎn)生的電能多為直流電或經(jīng)簡單整流后變?yōu)橹绷麟姡捎诓淮嬖诜植际诫娫撮g的同步和無功功率流動等問題，且更加高效節(jié)能，逐漸引起了國內(nèi)外學者的關注［5］。

通常，微電網(wǎng)可以在并網(wǎng)模式和孤島模式下運行［6］。在并網(wǎng)模式下，微電網(wǎng)連接到公用電網(wǎng)，與公用事業(yè)并聯(lián)運行，并通過公共耦合點與公用電網(wǎng)交換電力。但是，當上游電網(wǎng)中發(fā)生故障時，微電網(wǎng)將斷開公用電網(wǎng)，并轉移為孤島模式運行。在孤島模式下，微電網(wǎng)可以作為獨立電網(wǎng)使用分布式能源發(fā)電。其中，最重要的部分為平衡來自公用電網(wǎng)和分布式能源的需求和供給。此外，受環(huán)境及社會、經(jīng)濟和政治關系的影響，許多類型的可再生能源，如光伏和風能，被廣泛用于微電網(wǎng)中的分布式能源。但可再生能源易受自然環(huán)境影響，使分布式電源系統(tǒng)具有一定的不穩(wěn)定性，因此，使用其作為不間斷電源供電時需要儲能系統(tǒng)［7］。

為實現(xiàn)微電網(wǎng)中能量產(chǎn)生系統(tǒng)和存儲系統(tǒng)的能量分配，提出各種雙向DC／DC 變換器（Bidirectional Full-bridge DC／DC Converter，BDC）作為連接高電壓總線（安裝了燃料電池堆或光伏陣列等能量產(chǎn)生系統(tǒng)）和低電壓總線之間的永久性關鍵組件，能量存儲系統(tǒng)常采用電池或超級電容器等器件，如圖1 所示［8］。通常，BDC 分為隔離型和非隔離型兩類，其中隔離型BDC 使系統(tǒng)配置更加靈活并且滿足必需的安全標準［9-10］。隔離式雙向DC／DC 轉換器基于高頻隔離變壓器的單相和H 橋拓撲，如圖2 所示。

圖1 BDC 在微電網(wǎng)中配電的典型應用

圖2 隔離型BDC 典型結構

與傳統(tǒng)的DC／DC 變換器相比，隔離型BDC 具有電氣隔離、高可靠性、易實現(xiàn)軟開關控制和能量雙向流動等優(yōu)點［11-12］。許多國內(nèi)外學者提出了很多針對隔離型BDC 的控制策略。文獻［13］提出了一種對隔離型BDC 擴展相移控制策略，用于微電網(wǎng)中的功率分配，擴展相移控制不僅擴大了傳輸功率的調(diào)節(jié)范圍，增強了調(diào)節(jié)的靈活性，而且減小了電流應力，提高了系統(tǒng)效率。文獻［14］提出了一種PWM 加相移控制雙向DC/DC 變換器。在該轉換器中，PWM 控制和相移控制相結合以減少電流應力和傳導損耗，并擴大零電壓開關（Zero Voltage Switching，ZVS）范圍。文獻［15］提出了一種在寬范圍負載變化下，使DC/DC變換器的逆變側和整流側的開關實現(xiàn)軟開關的控制策略，并且可以提供系統(tǒng)的效率。文獻［16］提出了基于三重移相控制的電流有效值準最優(yōu)化的All-ZVS控制策略，該策略在全功率范圍和雙向功率傳輸下改善了器件的工作條件，在減小導通損耗的前提下進一步消除了開關損耗，大大提高了效率，在低功率段的效率提升尤為明顯，有利于進一步提升變換器的開關頻率和功率密度。

提出一種對隔離型BDC 的移相控制與PI 控制相結合的控制策略。其中，通過PI 控制實現(xiàn)對整流側的電壓閉環(huán)控制，實現(xiàn)控制輸出電壓達到額定輸出電壓。并對隔離型BDC 的移相控制原理進行分析，同時也對隔離型BDC 工作特性進行分析。最后，通過仿真結果驗證所提方法的正確性和有效性。

2 隔離型BDC 移相控制原理

隔離型BDC 通過移相控制方式，改變變壓器原邊電壓uh1與副邊橋臂電壓uh2之間的移相角來控制功率輸出的大小，并且可以使uh1和uh2在滿占空比下工作。通過圖3 可以看出變壓器原邊與副邊控制橋臂為180°導通方式，可以使斜對角的開關管導通方式相同。圖3 中：Th為半個開關周期；D 為移相占空比，即uh1和uh2之間的移相角與π 相比為移相占空比，且0

假設變換器在穩(wěn)態(tài)工作狀態(tài)，且變壓器為理想變壓器。分析可知變換器處在正向工作狀態(tài)時，開關S1、S2和S3、S4驅動脈沖超前于Q1、Q2和Q3、Q4驅動脈沖。通過電壓閉環(huán)控制反饋輸出電壓信號，確定變壓器副邊橋臂開關管移相脈沖信號驅動開關管的導通關斷。由圖4 所示的等效電路可以看出，在一個工作周期內(nèi)，變換器共有4 種開關模式，分析如下。

1）在［0，t0）時刻，如圖4（a）所示。S2和S3、Q2和Q3是導通的，原邊電流流過開關S2和S3，iL為負值。副邊電流流過二極管D6和D7。可以得出電源U1輸出功率，電源U2吸收功率。

2）在［t0，t1］時刻，如圖4（b）所示。在t0時刻，S2和S3關斷，iL從D1和D4中流過，可以使S1和S4零電壓開通。此時，uh1=U1，uh2=-U2，而uL=U1+nU2，可以得出iL為線性上升。在t1時刻，iL從負值上升到0，此時D1和D2自然關斷。此過程是電感L 向電源釋放能量的過程。

圖3 隔離型BDC 在移相控制時的工作波形

圖4 變換器正向工作時的開關狀態(tài)等效電路

3）在（t1，t2）時刻，如圖4（c）所示。t1時刻之后電流iL為正，原邊電流從S1和S4流過。副邊電流流經(jīng)Q2和Q3，Q2和Q3實現(xiàn)零電壓開通。此時uL=U1+nU2，iL仍為線性上升。此過程是電源向電感L 充電的過程。

4）在［t2，t3］時刻，如圖4（d）所示。在t2時刻，電流iL從D5和D8中流過，可以使Q1和Q4零電壓開通，iL繼續(xù)線性上升。在此過程電源U1輸出功率，電源U2吸收功率。

變換器下半周期的工作狀態(tài)與上述半個周期工作類似。

圖5 為隔離型BDC 開關策略控制模型，原邊側使用脈寬調(diào)制器控制S1—S4開關開關斷，工作波形如圖3 所示。副邊側加入了電壓閉環(huán)控制，通過反饋副邊電壓U2進行PI 調(diào)節(jié)得出移相比D，對副邊開關Q1—Q4進行移相脈寬控制。使用PI 電壓閉環(huán)控制可以快速讓副邊電壓U2跟蹤額定電壓U2ref。

圖5 隔離型BDC 開關策略控制模型

3 隔離型BDC 的傳輸功率

由圖3 可以看出，在［t0，t2］時刻，電流iL線性上升，可以表示為

式中：iL（t0）為在t0時刻流過電感的電流。

因t2-t0=DTh，則t2時刻流過電感的電流為

在［t2，t3］時刻內(nèi)，iL為

其中，t3-t2=（1-D）Th，則t3時刻的電感電流可以表示為

iL在正負半周期內(nèi)是對稱的，則iL（t0）=-iL（t3）。則根據(jù)式（2）和式（3），可得

式中：fs為開關頻率，fs=1／（2Th）。

根據(jù)式（1）—（3），iL在半個周期內(nèi)的表達式為

原邊輸入的平均功率為

式中：Iave為輸入電流的平均值。

把式（6）代入式（7），可得

圖6 與D 的關系

4 仿真驗證

為了驗證提出的基于電壓PI 閉環(huán)加移相控制的隔離型BDC 控制策略的正確性和有效性，在MATLAB／Simulink 仿真環(huán)境中對基于電壓PI 閉環(huán)加移相隔離型BDC 控制系統(tǒng)進行了仿真分析。隔離型BDC 的主要參數(shù)如表1 所示。

表1 變換器主要參數(shù)

設置輸入直流電壓U1=300 V，輸出額定電壓U2ref=260 V。圖7 為開關S1—S4和Q1—Q4的脈沖調(diào)制信號，可以看出與圖3 中理論脈沖信號是一致的。開關S1—S4為正常的調(diào)制信號；對Q1—Q4進行移相脈沖調(diào)制，通過輸出電壓U2的PI 反饋控制得到移相比D，調(diào)制Q1—Q4的驅動信號，使得輸出電壓跟蹤設定的額定電壓變化，達到需要的輸出電壓。

圖8 為變壓器原副邊電壓仿真波形圖，從圖中可以看出，變壓器原邊電壓Uh1在-300～300 V 變動，始終為穩(wěn)態(tài)。變壓器副邊電壓Uh2要經(jīng)過0.03 s 的時間達到穩(wěn)態(tài)，并且Uh2比Uh1的值要小，由于設置的變壓器原副邊變比為1∶2，變壓器副邊電壓Uh2還與輸出負載的大小有關系，當輸出電阻變小時Uh2也會跟著變小，反之亦然。所以在選擇輸出負載電阻時要注意對電壓的要求。從圖中可以看出，Uh2要滯后Uh1，滯后的時間為DTh。與圖3 理論中的波形相比，變壓器原副邊的波形是一致的，證明了所提出方法的正確性和有效性。

圖7 開關管驅動信號波形

圖8 變壓器原副邊電壓波形

如圖9 所示，電感電流和電壓均經(jīng)過0.03 s 不穩(wěn)定狀態(tài)后達到穩(wěn)定。電流隨著電壓變化而改變，電壓達到穩(wěn)定狀態(tài)時電流也達到穩(wěn)定狀態(tài)，與圖3 中的理論波形相似，UL在一個周期內(nèi)的波形均為先正后負，iL在一個周期內(nèi)的波形均為先增后減。

圖9 電感的電流和電壓波形

如圖10 所示，輸出電流i0是跟隨輸出電壓U2變化的，兩者在0.03 s 時到達第一個穩(wěn)定狀態(tài)。此時的U2還沒有到達額定電壓，通過電壓閉環(huán)的調(diào)節(jié)，改變移相比，使得U2在t=0.26 s 時開始上升，在t=0.3 s 時U2=U2ref=260 V 到達第二個穩(wěn)定狀態(tài)。輸出電流i0的波形與U2的波形變化一致。輸出電壓從0 V到達額定電壓260 V 用0.3 s。圖11 為U1=480 V 時輸出的電壓和電流，設定的輸出額定電壓U2ref=400 V。從圖中可以看出輸出電壓U2在t=0.15 s 時到達400 V，達到穩(wěn)定狀態(tài)，輸出電流波形變化與輸出電壓波形變化是一樣的?？梢悦黠@看出比U1=300 V 時的輸出電壓有更優(yōu)的快速響應特性。從圖10 和圖11 可以看出所提出的控制策略具有對調(diào)節(jié)輸出電壓快速響應的特性，證明了基于電壓PI 閉環(huán)加移相控制對隔離型BDC 具有良好的控制效果，與理論是一致的。

圖10 U1=300 V 時輸出的電壓和電流

圖11 U1=480 V 時輸出的電壓和電流

5 結語

以隔離型雙向全橋DC/DC 變換器為研究對象，分析了該變換器在移相控制下的工作原理，建立了等效電路模型，并推導了其傳輸功率表達式。通過對移相控制下?lián)Q流方式的分析，提出了電壓PI 閉環(huán)加移相控制的控制策略，通過設定不同的輸入電壓和額定輸出電壓，以仿真實驗表明了該控制方式可以有效地令輸出電壓跟蹤額定輸出電壓的變化，可以使輸出電壓滿足直流電網(wǎng)或用戶的要求，并提高了輸出電壓響應速度。最后，通過仿真驗證了文中所提方法的正確性和有效性。