基于噪聲卷積調(diào)制的SAR虛假信號(hào)生成新方法

黃大通 邢世其* 劉業(yè)民 李永禎 肖順平

①(國(guó)防科技大學(xué) 電子信息系統(tǒng)復(fù)雜電磁環(huán)境效應(yīng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 長(zhǎng)沙 410073)

②(中國(guó)人民解放軍第32579部隊(duì) 桂林 541001)

1 引言

合成孔徑雷達(dá)[1](Synthetic Aperture Radar,SAR)作為一種高分辨率成像雷達(dá)，具有全天時(shí)、全天候和透視性等優(yōu)良特性，被廣泛應(yīng)用于情報(bào)搜集、戰(zhàn)場(chǎng)監(jiān)控以及導(dǎo)彈末端圖像匹配制導(dǎo)等眾多軍事領(lǐng)域，已成為現(xiàn)代戰(zhàn)場(chǎng)“察打一體化”武器系統(tǒng)的核心傳感器[2,3]，對(duì)我軍重要的軍事設(shè)施和部署構(gòu)成了極大威脅。鑒于此，展開(kāi)針對(duì)SAR干擾技術(shù)的研究，對(duì)提升我國(guó)的國(guó)土防御能力和戰(zhàn)時(shí)生存能力都具有重要軍事價(jià)值。

SAR干擾技術(shù)可分為壓制干擾[4]和欺騙干擾[5]，其中普通噪聲干擾與SAR信號(hào)間不具備相干性，因此對(duì)干擾機(jī)發(fā)射功率需求較大，易受到敵方的反輻射打擊；而欺騙干擾則需較多的高精度偵察參數(shù)，算法復(fù)雜度較高，干擾實(shí)時(shí)性較差，不利于工程實(shí)現(xiàn)。1999年，國(guó)際著名電子戰(zhàn)專家Schleher[6]在《Electronic Warfare in the Information Age》一書(shū)中提出了“靈巧噪聲干擾”的概念，由于該類干擾具備自動(dòng)瞄準(zhǔn)信號(hào)頻率，可獲得雷達(dá)信號(hào)處理增益以及調(diào)制方式靈活、干擾效果多樣等優(yōu)點(diǎn)，因此一經(jīng)提出便受到了科研工作者的廣泛關(guān)注[7–16]。文獻(xiàn)[11]通過(guò)對(duì)靈巧噪聲干擾輸出要求的逆向研究，推導(dǎo)出了其卷積調(diào)制的數(shù)學(xué)模型。文獻(xiàn)[12]分析了靈巧噪聲干擾對(duì)SAR系統(tǒng)所具有的特點(diǎn)和優(yōu)勢(shì)，提出了利用數(shù)字射頻存儲(chǔ)器來(lái)實(shí)現(xiàn)干擾調(diào)制的方法。文獻(xiàn)[13]提出了隨機(jī)脈沖卷積的干擾方法，通過(guò)控制隨機(jī)脈沖的時(shí)延和范圍，以此控制干擾帶寬度。文獻(xiàn)[14]則通過(guò)選取不同的噪聲時(shí)長(zhǎng)以及噪聲篩選門(mén)限值來(lái)產(chǎn)生密集假目標(biāo)干擾，兼具了欺騙與壓制效果。文獻(xiàn)[15]研究了相干和非相干情況下的噪聲卷積的效果，指出可通過(guò)改變干擾調(diào)制函數(shù)產(chǎn)生欺騙和壓制的效果。文獻(xiàn)[16]研究了脈沖卷積調(diào)制干擾對(duì)超寬帶SAR的效果。然而，上述的傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾卻在距離向始終滯后于干擾機(jī)，無(wú)法掩護(hù)其前方場(chǎng)景，且干擾分散于整個(gè)方位向，其能量利用率較低。

針對(duì)以上問(wèn)題，本文提出了一種對(duì)傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾的改進(jìn)方法，其創(chuàng)新之處在于：通過(guò)快時(shí)間移頻調(diào)制，實(shí)現(xiàn)了對(duì)干擾距離向位置的靈活控制，解決了傳統(tǒng)噪聲卷積干擾滯后的問(wèn)題；通過(guò)對(duì)噪聲調(diào)制模板的慢時(shí)間域?yàn)V波，實(shí)現(xiàn)了對(duì)干擾方位向壓制范圍的精準(zhǔn)控制，提高了能量利用率；由于本文所提的方法是在離線模式下對(duì)噪聲調(diào)制模板作預(yù)處理，因此不會(huì)影響干擾實(shí)時(shí)性，便于工程實(shí)現(xiàn)。

本文的主要內(nèi)容分為3個(gè)部分，第1部分首先建立了干擾的信號(hào)模型，進(jìn)而推導(dǎo)分析了其對(duì)SAR的干擾效果；第2部分對(duì)所提干擾方法的性能作了理論分析；第3部分通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)所提方法的干擾效果作了驗(yàn)證。

2 基于噪聲卷積調(diào)制的SAR干擾改進(jìn)方法

2.1 對(duì)SAR的干擾信號(hào)模型

在圖1所示的干擾場(chǎng)景幾何模型中，SAR平臺(tái)在高度h的航跡線上以速度v沿x軸正向飛行，記慢時(shí)間ta0的地面投影為坐標(biāo)原點(diǎn)O，平臺(tái)位置為(vta,0,h)。場(chǎng)景中部署了一部干擾機(jī)，其坐標(biāo)位置為(xj,yj,0)，則經(jīng)泰勒公式[1]展開(kāi)后干擾機(jī)到SAR平臺(tái)的瞬時(shí)斜距為

雷達(dá)發(fā)射信號(hào)為線性調(diào)頻(Linear Frequency Modulation,LFM)信號(hào)

式中，tr表示快時(shí)間，Tp為信號(hào)時(shí){寬，kr表示調(diào)頻斜率，fc為信號(hào)載頻，

為破壞SAR系統(tǒng)對(duì)重要軍事設(shè)施和部署的偵察，干擾機(jī)在被雷達(dá)波束照射的合成孔徑時(shí)間內(nèi)，對(duì)其信號(hào)進(jìn)行截獲，并作下變頻處理。

式中，si(tr,ta)表示干擾機(jī)的截獲信號(hào)，?表示快時(shí)間上的卷積運(yùn)算，表示雷達(dá)到干擾機(jī)單程斜距的時(shí)延，c為光速。

圖1 干擾場(chǎng)景的幾何模型Fig.1 The geometry model of jamming scenario

根據(jù)LFM信號(hào)的時(shí)頻耦合特性[17–20]：信號(hào)頻率的偏差將造成其時(shí)延的改變，故干擾機(jī)對(duì)截獲信號(hào)作式(4)所示的移頻調(diào)制，以此實(shí)現(xiàn)對(duì)干擾距離向位置的控制。

式中，?f為干擾機(jī)的移頻調(diào)制量。

接著，干擾機(jī)將調(diào)制信號(hào)m1(tr,ta)與預(yù)先載入的噪聲作卷積處理。

式中，n(tr,ta)是快時(shí)間寬度為T(mén)n，慢時(shí)間寬度為T(mén)s的二維高斯白噪聲調(diào)制模板，Ts為雷達(dá)的合成孔徑時(shí)間，噪聲模板在快、慢時(shí)間上均表現(xiàn)為非相關(guān)。

最后，干擾機(jī)將調(diào)制信號(hào)m2(tr,ta)經(jīng)上變頻處理后，形成干擾信號(hào)sj(tr,ta)。

其中，τj為干擾機(jī)的固定轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延。

由此，雷達(dá)接收到的基帶干擾信號(hào)為

2.2 對(duì)SAR的干擾結(jié)果分析

下面以經(jīng)典的R-D成像算法[1]為例，對(duì)SAR的干擾原理作推導(dǎo)分析。SAR系統(tǒng)對(duì)接收到的基帶干擾作距離向壓縮和距離遷徙矯正后，即有

鑒于SAR信號(hào)帶寬較大，sinc(·)函數(shù)可近似為δ(·)函數(shù)[22]，故式(9)所示的干擾距離向壓縮結(jié)果可近似為

在方位向上，為便于作進(jìn)一步推導(dǎo)分析，只考慮式(10)中的慢時(shí)間項(xiàng)[23]，并代入式(1)所示的瞬時(shí)斜距，則慢時(shí)間上的干擾信號(hào)可近似為

式中，na(ta)僅為慢時(shí)間上的噪聲，是方位向調(diào)頻斜率，λ為信號(hào)波長(zhǎng)。

顯然，式(11)即是對(duì)LFM信號(hào)的噪聲乘積調(diào)制干擾模型[24]，噪聲na(ta)可看作是分布在頻譜上的無(wú)數(shù)個(gè)單頻信號(hào)的合成，如式(12)所示(忽略幅度的影響)。

其中，Bn為噪聲模板的慢時(shí)間單邊帶寬。

則式(11)可轉(zhuǎn)化為

由此可得干擾的方位向壓縮結(jié)果

綜上所述，在距離向上，由式(10)可知，干擾的成像結(jié)果等效于將噪聲模板作平移，噪聲的起始時(shí)刻為2τ0+τj??f/kr，壓制時(shí)長(zhǎng)為T(mén)n。故，干擾方可通過(guò)設(shè)置移頻調(diào)制量 ?f和噪聲模板的快時(shí)間長(zhǎng)度Tn來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)干擾的距離向壓制位置和范圍的靈活控制，具體計(jì)算方法分別如式(15)和式(16)所示。然而，移頻調(diào)制卻是以干擾功率的失配損耗為代價(jià)[25–28]，因此移頻量往往不易過(guò)大。反之，對(duì)于傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾，由于移頻量?f0，故噪聲將始終滯后于干擾機(jī)，無(wú)法掩護(hù)其前方場(chǎng)景。

式中，?Rshift為干擾方設(shè)定的距離向偏移量，?Rshift>0，向后移動(dòng)，?Rshift<0，向前移動(dòng)；?Rj為干擾方設(shè)定的距離向壓制長(zhǎng)度。

在方位向上，由式(14)可知，干擾的壓制范圍取決于噪聲模板的慢時(shí)間單邊帶寬Bn，因此本文所提的干擾方法通過(guò)在離線狀態(tài)下預(yù)先對(duì)噪聲調(diào)制模板作慢時(shí)間域的低通濾波，限制其慢時(shí)間帶寬，以控制干擾的方位向壓制范圍，具體計(jì)算方法如式(17)所示。反之，對(duì)于傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾[15,22]，由于噪聲模板未經(jīng)過(guò)濾波處理，因此其干擾能量將擴(kuò)散于整個(gè)方位向。

式中，?Xj為干擾方設(shè)定的方位向壓制長(zhǎng)度，fstop為低通濾波器的截止頻率。

3 對(duì)SAR干擾性能的理論分析

3.1 偵察誤差的影響分析

由于本文所提干擾為相參干擾，干擾的執(zhí)行必然離不開(kāi)對(duì)SAR平臺(tái)相關(guān)參數(shù)的偵察，因此有必要分析偵察誤差對(duì)干擾效果的影響情況。從上一小節(jié)可知，調(diào)制干擾所需的偵察參數(shù)包括信號(hào)的調(diào)頻斜率kr，SAR平臺(tái)飛行速度v，信號(hào)波長(zhǎng)λ以及干擾機(jī)與雷達(dá)間的初始斜距R0，設(shè)其對(duì)應(yīng)的絕對(duì)偵察誤差分別為?kr,?v,?λ以及?R0，則可將相應(yīng)的相對(duì)誤差分別記作?kr/kr,εv?v/v,ελ?λ/λ以及?R0/R0。根據(jù)式(15)和式(17)，可得偵察誤差下的移頻調(diào)制量和濾波器截止頻率分別為

結(jié)合式(10)和式(14)，可得偵察誤差下的干擾距離向起始位置和方位向壓制范圍分別為

可以看出，偵察誤差并不會(huì)影響干擾的輸出形式，只會(huì)造成實(shí)際干擾結(jié)果與預(yù)定效果的偏差：干擾的距離向起始位置與εkr成正比，而干擾的方位向壓制范圍則與εv成正比，與ελ和εR0成反比。因此，即使在偵察設(shè)備不能提供準(zhǔn)確雷達(dá)參數(shù)的情況下，我方依然可以利用先驗(yàn)信息(如典型SAR場(chǎng)景的參數(shù)范圍)，采用直觀估值的方法估計(jì)出來(lái)，完成對(duì)場(chǎng)景的掩護(hù)，故本文所提的干擾方法對(duì)偵察設(shè)備的要求較低，戰(zhàn)場(chǎng)生存能力強(qiáng)。

3.2 功率增益分析

對(duì)常規(guī)噪聲干擾，由于其與雷達(dá)信號(hào)間不具備相參性，無(wú)法獲得信號(hào)處理增益，故對(duì)干擾功率的需求較大[29]；對(duì)傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾，其僅能獲得距離向信號(hào)處理增益，無(wú)法控制干擾的方位向能量分布。然而，本文所提的干擾方法卻可獲得雷達(dá)的二維信號(hào)處理增益，降低對(duì)干擾功率的需求。

在距離向上，與傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾的分析方法相同，這里不考慮移頻調(diào)制的影響。從式(5)可知，壓縮前的干擾信號(hào)時(shí)寬為T(mén)n+Tp；從式(9)可知，壓縮后的雷達(dá)信號(hào)時(shí)寬為1/Br，噪聲調(diào)制模板不變，故壓縮后的干擾信號(hào)時(shí)寬為T(mén)n+1/Br。由于壓縮網(wǎng)絡(luò)是無(wú)源，故壓縮前后的干擾能量保持不變，即有

式中，Ji和Jo分別為距離向壓縮前后的干擾功率。

從而推得干擾的距離向增益Gr為

可以看出，在SAR信號(hào)的時(shí)寬帶寬一定時(shí)，干擾的距離向增益直接取決于噪聲調(diào)制模板的快時(shí)間寬度：當(dāng)Tn?1/Br時(shí)，干擾增益近似為1，即未獲得任何信號(hào)處理增益，干擾效果與常規(guī)噪聲干擾相同，而由式(16)可知，此時(shí)干擾的距離向壓制范圍卻較大；當(dāng)Tn?1/Br時(shí)，干擾增益近似為Gr≈TpBr，即干擾所獲增益與目標(biāo)回波所獲增益基本相等，干擾所需功率將極大降低，但此時(shí)的距離向壓制范圍卻很小。

在方位向上，與文獻(xiàn)[24]對(duì)噪聲乘積調(diào)制干擾的分析方法相同，由式(11)和(14)所示的干擾模型和壓縮結(jié)果可知，壓縮前后的干擾信號(hào)時(shí)寬分別為T(mén)s和同樣，根據(jù)能量守恒定律可得干擾的方位向增益Ga為

可以看出，干擾的方位向增益與噪聲調(diào)制模板的慢時(shí)間帶寬成反比：Bn越小，干擾增益越大，而由式(17)可知，其方位向壓制范圍卻將越小；反之亦然。

故，本文所提干擾獲得的二維總增益G為

3.3 算法復(fù)雜度分析

通過(guò)第2.1節(jié)的推導(dǎo)分析可知，本文所提干擾方法主要包括了離線狀態(tài)下的干擾調(diào)制和實(shí)時(shí)調(diào)制兩個(gè)階段。在離線狀態(tài)下，干擾機(jī)首先產(chǎn)生滿足距離向壓制范圍要求的噪聲模板，并將其變換到慢時(shí)間頻域；接著，結(jié)合前期的電子偵察所獲參數(shù)，按照方位向的壓制范圍要求，對(duì)模板作慢時(shí)間頻域的低通濾波處理，并將其反變換到慢時(shí)間域。在該階段中，噪聲模板的慢時(shí)間FFT變換對(duì)應(yīng)的計(jì)算復(fù)雜度[30]為o(Nslog2Ns)，其中o(·)表示“在···量級(jí)”或“與···呈正比”，Ns為慢時(shí)間FFT長(zhǎng)度；噪聲模板的慢時(shí)間頻域低通濾波為向量間的點(diǎn)對(duì)點(diǎn)乘積，其相應(yīng)的計(jì)算復(fù)雜度為o(Ns)；通過(guò)逆FFT將調(diào)制好的噪聲模板變換到慢時(shí)間域的計(jì)算復(fù)雜度為o(Nslog2Ns)。由于以上過(guò)程均在離線狀態(tài)下進(jìn)行，因此干擾機(jī)具有較為充裕的運(yùn)算時(shí)間。

圖2 傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制的干擾結(jié)果Fig.2 The imaging results of the traditional noise convolution modulation jamming

在實(shí)時(shí)調(diào)制階段，干擾機(jī)首先對(duì)截獲信號(hào)作快時(shí)間移頻調(diào)制，再將其變換到快時(shí)間頻域，與噪聲模板作頻域乘積，最后將調(diào)制信號(hào)反變換到快時(shí)間域。在該階段中，算法的主要計(jì)算量來(lái)自于快時(shí)間移頻調(diào)制、快時(shí)間FFT變換、向量的點(diǎn)對(duì)點(diǎn)乘積以及快時(shí)間逆FFT變換，相應(yīng)的計(jì)算復(fù)雜度分別為o(Nt),o(Nflog2Nf),o(Nf)和o(Nflog2Nf)，其中Nt為干擾機(jī)對(duì)截獲信號(hào)的采樣點(diǎn)數(shù)，Nf為快時(shí)間FFT長(zhǎng)度。在被雷達(dá)波束照射的合成孔徑時(shí)間內(nèi)，干擾機(jī)會(huì)不斷截獲到每個(gè)脈沖重復(fù)周期的SAR信號(hào)，干擾調(diào)制過(guò)程會(huì)重復(fù)進(jìn)行，因此對(duì)實(shí)時(shí)性要求較高。鑒于在離線狀態(tài)下已完成了對(duì)噪聲模板的調(diào)制，因此剩余計(jì)算量控制在可接受的范圍。

4 仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

4.1 干擾的有效性驗(yàn)證

在仿真實(shí)驗(yàn)中，SAR平臺(tái)的飛行高度為5 km，飛行速度為 200 m·s?1，工作于正側(cè)視模式；信號(hào)載頻為10 GHz，脈沖時(shí)寬和帶寬分別為5 μs和100 MHz，方位向波束寬度為0.03 rad，雷達(dá)下視角為45°，脈沖重復(fù)頻率為800 Hz，成像區(qū)域的方位向和地距向范圍分別為300 m和400 m。干擾機(jī)部署于場(chǎng)景中心，其固定轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延為0.2 μs。

圖2所示為傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制的干擾結(jié)果，其中雷達(dá)接收端的干信比為 2.3 dB，噪聲模板的快時(shí)間寬度采用式(16)所示的設(shè)置方法，壓制長(zhǎng)度分別設(shè)置為100 m和25 m。可以看出，干擾能量分布于整個(gè)方位向，形成了壓制條帶，但卻在距離向始終滯后于干擾機(jī)(固定轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)延的滯后距離約42 m)，無(wú)法對(duì)其前方場(chǎng)景進(jìn)行掩護(hù)。另一方面，圖2(a)中的干擾壓制范圍較大，能量分布較為稀疏，對(duì)場(chǎng)景的掩護(hù)效果較差；但在圖2(b)中，壓制范圍的縮小使干擾能量更加集中，對(duì)局部場(chǎng)景的掩護(hù)效果更好。

圖3—圖5所示為本文所提干擾方法的成像結(jié)果，雷達(dá)接收端的干信比依然設(shè)置為 2.3 dB。當(dāng)干擾的距離向偏移量設(shè)置為–242 m，壓制面積設(shè)置為300 m×400 m時(shí)，干擾實(shí)現(xiàn)了對(duì)全成像面的壓制，如圖3所示。然而，鑒于覆蓋區(qū)域太大，能量分布稀疏，故干擾對(duì)場(chǎng)景的掩護(hù)效果較差。當(dāng)同時(shí)減小距離向壓制范圍和噪聲調(diào)制模板的慢時(shí)間頻譜寬度時(shí)，如圖4(a)所示，干擾壓制面積將不斷縮小，干擾能量愈發(fā)集中，對(duì)局部場(chǎng)景的掩護(hù)效果也會(huì)越好，如圖4(b)所示。特別地，當(dāng)壓制面積僅為20 m×50 m時(shí)，指定的局部場(chǎng)景則被徹底壓制，如圖5所示。

圖3 距離向偏移量?Rshift=?242 m，壓制面積300 m×400 mFig.3 Range offset ?Rshift=?242 m,suppression area 300m×400 m

圖4 距離向偏移量?Rshift=?142 m，壓制面積100 m×200 mFig.4 Range offset ?Rshift=?142 m,suppression area 100 m×200 m

圖5 距離向偏移量?Rshift=?167 m，壓制面積20 m×50 mFig.5 Range offset ?Rshift=?167 m,suppression area 20 m×50 m

通過(guò)以上實(shí)驗(yàn)結(jié)果對(duì)比可知，本文所提的干擾方法成功實(shí)現(xiàn)了在固定干擾機(jī)下對(duì)壓制面距離向位置和方位向范圍的靈活控制，有效彌補(bǔ)了傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾滯后于干擾機(jī)，方位向能量分散的缺陷，提高了干擾能量的利用率，與理論分析相一致。

4.2 偵察誤差對(duì)干擾效果的影響

為反映干擾對(duì)偵察參數(shù)的敏感性和依賴性，這里以圖5(b)為基準(zhǔn)，考慮較大誤差的惡劣情況：kr的相對(duì)偵察誤差為30%,v,λ和R0的相對(duì)偵察誤差為50%，干擾結(jié)果如圖6所示。相比于無(wú)誤差的干擾結(jié)果，由式(20)可計(jì)算得kr的誤差將導(dǎo)致干擾超前約50 m，干擾的起始位置為4825 m，如圖6(a)所示；由式(21)可計(jì)算得v的誤差將導(dǎo)致壓制面的方位向范圍展寬到30 m，如圖6(b)所示，而λ和R0的誤差將導(dǎo)致壓制面的方位向范圍縮小到13 m，如圖6(c)和圖6(d)所示。由此可知，即使在偵察誤差較大的情況下，本文所提的干擾方法依然能完成對(duì)局部場(chǎng)景的有效壓制，仿真結(jié)果與理論分析相一致。

4.3 干擾增益驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提干擾方法相比于傳統(tǒng)噪

圖6 偵察誤差下的干擾結(jié)果Fig.6 The jamming results under reconnaissance error

聲卷積調(diào)制干擾的增益情況，表1記錄了移頻量為零時(shí)，噪聲模板的不同快時(shí)間寬度和慢時(shí)間單邊帶寬對(duì)干擾所獲增益的影響情況。可以看出，對(duì)于傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾，當(dāng)不斷減小噪聲模板的快時(shí)間寬度時(shí)，其干擾所獲增益不斷增大，因此對(duì)局部場(chǎng)景的壓制效果也將越好，與圖2的實(shí)驗(yàn)結(jié)果相吻合。而對(duì)于本文所提的干擾方法，當(dāng)不斷減小噪聲調(diào)制模板的快時(shí)間寬度和慢時(shí)間帶寬時(shí)，其所獲的增益也將不斷增大，因此其對(duì)場(chǎng)景的壓制效果也會(huì)越好，與圖3—圖5的實(shí)驗(yàn)結(jié)果相吻合。特別地，在相同的距離向壓制范圍(快時(shí)間寬度為2.4×10?7s)條件下，由于減小了噪聲模板的慢時(shí)間帶寬，本文所提干擾方法獲得的增益比傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾提高了約 13 dB，干擾能量更加集中，有效提高了能量利用率，實(shí)驗(yàn)數(shù)值與理論數(shù)值幾乎相等，驗(yàn)證了文中理論分析的正確性。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文在傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾的基礎(chǔ)上，提出了對(duì)SAR的干擾新方法：干擾方通過(guò)設(shè)置噪聲調(diào)制模板的快時(shí)間寬度和慢時(shí)間帶寬，直接控制干擾的壓制面積；結(jié)合移頻調(diào)制，實(shí)現(xiàn)對(duì)干擾距離向位置的控制，有效彌補(bǔ)了傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾存在的距離向位置滯后，方位向壓制范圍不可控的缺陷。文中首先建立了干擾的信號(hào)模型，推導(dǎo)出了其壓縮結(jié)果的解析表達(dá)，并基于此對(duì)干擾的壓制范圍進(jìn)行了詳細(xì)分析；接著，文中從偵察誤差影響、功率增益以及算法復(fù)雜度3個(gè)方面對(duì)所提干擾方法的性能情況作了理論論證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明本文所提的干擾方法可有效實(shí)現(xiàn)對(duì)干擾的距離向位置和壓制面大小的靈活控制，即使在較大偵察誤差下仍能完成對(duì)局部場(chǎng)景的要地掩護(hù)，且相比于傳統(tǒng)噪聲卷積調(diào)制干擾，其在相同條件下所獲的增益更大，對(duì)要地的掩護(hù)效果更好。

表1 干擾增益對(duì)比Tab.1 The comparison of jamming gain