基于H橋電路的電磁超聲高壓脈沖驅動電源設計

（中南大學 高性能復雜制造國家重點實驗室，長沙 410083）

0 引言

相比于傳統的壓電超聲檢測技術，電磁超聲檢測技術采用電磁耦合方法激發和接收超聲波，具有非接觸、無需耦合劑、精度高、易實現在線監測等優點，可應用于高溫高速環境下金屬板材和管材的探傷、厚度檢測等[1～3]。然而，在電磁超聲檢測中換能器的能量轉換率比較低，產生的超聲信號比較弱。而且根據不同規格的被測試件，一般需要選擇不同脈沖個數、不同脈沖寬度、不同脈沖頻率的激勵信號來產生超聲波，以提高檢測靈敏度[4～6]。因此，研發出一種脈沖個數、頻率、占空比等參數可調、輸出大功率的脈沖驅動電源是非常重要的。

為實現對鋼板、鋁板等金屬的高靈敏度的無損檢測，本文以FPGA為核心，采用UCC21520驅動芯片與功率MOSFET相結合組成的H橋逆變電路實現功率放大，設計了一種新型的、大功率的電磁超聲高壓脈沖驅動電源。該激勵電源輸出的電壓的峰值可達300V，頻率從300KHz～2MHz、脈沖個數、脈沖的占空比等可調，同時具有可靠的過流保護功能，有效提高了電磁超聲換能器轉化的效率。

1 激勵電源的系統方案

電磁超聲激勵電源主要由控制信號模塊、驅動模塊、功放模塊、可控的恒壓直流供電電路、反饋與保護電路和阻抗匹配模塊等六部分組成。其系統原理結構如圖1所示。

圖1 激勵電源系統結構框圖

首先，控制信號模塊由FPGA產生可調的四路PWM控制信號，然后隔離驅動模塊放大該控制信號，并驅動功放模塊中的MOSFET，最后，在恒壓直流電源供電下，功放模塊產生大功率脈沖激勵信號，經過阻抗匹配網絡調諧，將其輸出至電磁超聲探頭。同時，基于比較器構成的反饋與保護電路采集驅動電源輸出的電流，并將其反饋到驅動模塊的控制端，以實現過電流保護。另外，各模塊之間電源相互獨立，避免了不同模塊之間的信號干擾。

圖2 控制信號模塊仿真時序圖

2 硬件電路設計

2.1 控制信號模塊設計

為了適應對不同厚度、結構的鋼板、鋁板等金屬進行測厚，本文設計的脈沖驅動電源的脈沖頻率（300KHz～2MHz）、脈沖個數，占空比都可調。

控制信號模塊選用Altera公司的Cyclone系列的芯片EP3C25E144C8產生四路可調的PWM驅動控制信號。EP3C25E144C8是一種高性能的FPGA芯片，多達24624個邏輯單元（LE），提供83個可用的輸入輸出引腳（I/O），可通過JTAG接口或AS接口實現在線編程（ISP）功能。在QuartusII13.0編譯環境下，采用Verilog HDL硬件描述語言進行開發設計。根據上述的技術指標，由于FPGA芯片的外部晶振頻率為40MHz，所以選用外部晶振作為輸入時鐘，周期為25ns。使用仿真軟件modelsim SE對驅動程序進行模擬仿真，得到的PWM時序波形如圖2所示。

其中，復位信號sys_rst_n采用低電平復位，在開始的一個時鐘周期內復位整個電路的計數器和輸出信號。start表示脈沖啟動信號，cnt_N表示PWM脈沖的計數器。pwm_L_H、pwm_L_L、pwm_R_H、pwm_R_L分別表示H橋電路四個橋臂的驅動信號。左橋臂高端MOSFET控制信號pwm_L_H的占空比為50%，左橋臂低端MOSFET控制信號pwm_L_L的占空比為30%，右橋臂高端MOSFET的控制信號pwm_R_H的占空比為30%，右橋臂低端MOSFET的控制信號pwm_R_L的占空比為50%，對角線上的MOSFET輪流導通，從而在輸出端輸出雙極性脈沖。為防止開關關斷延時導致的同一橋臂上MOSFET導通，將同一橋臂上兩個驅動信號間的死區時間占比設置為10%。

2.2 驅動模塊設計

由于FPGA輸出引腳的電平值僅為3.3V，驅動能力比較弱，因而需要設計專門的驅動電路為MOSFET提供充足的動態驅動電流。本文選用TI公司的集成驅動芯片UCC21520設計了MOSFET驅動電路。UCC21520是一款隔離式的雙通道柵極驅動芯片，其邏輯輸入兼容TTL和CMOS電平，驅動電流峰值可達4A，驅動MOSFET的最高頻率可達5MHz，而傳輸延時最大僅為60ns，且其母線工作電壓最高可達1500V，同時它還具有欠電壓保護、重疊保護與調節死區時間等功能[7]。另外，該芯片的輸入側與兩個輸出端之間采用增強型隔離柵，且兩個輸出端之間采用內部功能隔離，無需增加額外的隔離電路，從而使得所組成的驅動電路結構簡單、成本降低。

選用集成芯片UCC21520構成的驅動電路如圖3所示。其中，VCCI和GND為數字電源和數字地，C4和C6為電源VCCI濾波電容；雙路PWM脈沖信號通過由R4、R6、C2、C3組成的低通濾波電路進入邏輯輸入端的INA和INB，有效地濾除雜波干擾；DISABLE為芯片的使能端，低電平時電路正常工作，高電平時禁用OUTA和OUTB的輸出；VDDA和VSSA分別是驅動器A的電源和地，VDDB和VSSB分別是驅動器B的電源和地，當低端MOSFET導通、高端MOSFET關斷時，自舉電容Cboot由VDD通過外部自舉電阻R3和自舉二極管D2充電；當低端MOSFET關斷、高端MOSFET導通時，自舉二極管D2反向截止，作為懸浮電源的自舉電容Cboot為高端驅動電路提供能量。自舉二極管D2應選用快速恢復二極管，且反向擊穿電壓要比直流母線電壓DC+要高，并且具有良好的裕量；自舉電阻R3用于限制自舉電容Cboot的充電電流，其值的選取應確保在低側MOSFET導通期間，高側驅動電路消耗自舉電容Cboot上的電荷能夠全部被補充，同時結合所使用的二極管D2，自舉電阻R3的取值一般為幾Ω；自舉電容Cboot值應根據MOSFET柵極電荷、持續導通時間和柵源極漏電流等參數來確定，并且在PCB中應盡量靠近VDDA和VSSA引腳；C10、C9是驅動電源VDDB的濾波電容；電阻R2、R8是UCC21520輸出通道到MOSFET柵極間的門極電阻，限制柵極電流變化率，保護MOSFET，一般取值為幾十歐姆；二極管D1、D4分別與電阻R1、R7反向串聯，用于限制MOSFET釋放的電流，防止大電流損壞UCC21520，電阻取值一般為幾歐姆；D3、D5為穩壓二極管，電阻R5、R10對輸入到柵極信號進行分壓，避免了柵源極的電荷積累導致的靜電擊穿；C1，C8是濾波電容，與電阻R2，R8組成低通濾波電路，對UCC21520的輸出信號進行低通濾波。

此電路的邏輯功能是：當INA為高電平、INB為低電平時，OUTA和OUTB分別輸出高電平和低電平；當INA為低電平、INB為高電平時，OUTA和OUTB分別輸出低電平和高電平；當INA和INB的電平相同時，OUTA和OUTB同時輸出低電平，此時電路處于保護狀態。DT表示死區時間引腳，通過調節電阻R9可以調節死區時間Td，計算公式如下：

式中，Td的單位為ns，R9的單位為KΩ。

2.3 可控的恒壓直流供電模塊設計

本文設計的驅動電源屬于間歇工作，工作時間遠小于非工作的時間，并且工作時間一般都是微妙級的。因此，功放模塊不需要連續供電，采用可控的恒壓直流充放電電路。本模塊在前人研究的基礎上[8]，對其電路進行改進設計了可控的高壓直流電源，其電路原理圖如圖4所示。

該電源主要包括調壓器、全橋整流電路、濾波電路和限流電路以及儲能電容。首先，采用調壓器調節不可控的交流輸入電壓，經過整流橋之后，通過濾波電路和限流電路對儲能電容C3充電，進而實現對激勵電源電壓的調節。整流橋D7選用GBU1010。濾波電路采用電子濾波器，主要由Q3、R4、C4、R5組成，體積小，濾波電容等效于βC4，β為晶體管Q3的電流放大倍數，所以等效電容量很大，濾波性能好；另外，也為Q3提供基極偏置電流，而此電流很小，故R4的阻值可以取得很大，但不會使得直流輸出電壓下降很多，這樣R4和C4的濾波效果就比較好，使得Q3基極上的直流電壓中的交流成分很少，同時，根據發射極電壓具有跟隨基極電壓的特性，Q3發射極輸出電壓中的交流成分也很少，達到濾波效果。在限流電路中，當經過采樣電阻R3的電流過大時，三極管Q5導通，使得PMOS管Q2（柵極電位高于源極電位）關斷，從而限制了充電電流，對儲能電容C3起到保護作用。

圖4 可控的恒壓直流電源電路圖

為了驗證供電電路的性能，使用multisim軟件對電路進行仿真，其仿真電路如圖5(a)所示，儲能電容C3的充電波形如圖5(b)所示。由于電阻等耗能元件存在，故而輸出電壓DC+最大值為295.5V左右。

圖5 可控的恒壓直流電源電路仿真圖

2.4 功率放大模塊設計

同等條件下，H橋電路輸出的功率是半橋的四倍，為了實現輸出大功率的電源要求，本文采用H橋結構來設計功放電路，其電路原理圖如圖6所示。其中pwm_L_H、pwm_R_L產生同步的激勵信號分別驅動Q1、Q4，即線路1，pwm_R_H、pwm_L_L產生的同步激勵信號分別驅動Q3、Q2，即線路2。其中，MOSFET選用英飛凌公司CoolMOS系列的IPI60R099CP，其漏源擊穿電壓為650V，漏極最大連續電流為31A，漏極最大脈沖電流為93A，漏源正向導通電阻僅為99mΩ，導通延遲時間為10ns，關斷延遲時間為60ns，上升下降時間都為5ns，完全滿足高頻大功率應用電路。

由于所選用的MOSFET的關斷速度比較快，而漏極實際電流比較大，所以當其關斷時會在漏極的寄生電感上產生感應電壓，此電壓會疊加在原漏極電壓上引起尖峰電壓。為了消除尖峰電壓，設計上采用如圖6所示的RCD保護電路，根據MOSFET關斷時能量轉移式(2)以及實際的電路調試，電容C2的取值比計算值大，選取低電感的無極性電容器。同時，電阻R1的選取應保證RCD保護電路的放電時間在MOSFET的導通時間以內。此外，二極管D2的選取要滿足MOSFET的開關速度并且要有一定耐壓值，本文選擇C4D02120E快速恢復二極管。

式中，ID表示MOSFET漏極承受的最大電流，VDS表示MOSFET漏源極最大電壓，ton表示MOSFET導通時間，toff表示MOSFET關斷時間。

圖6 H橋功率放大電路圖

2.5 反饋與保護電路

為了防止驅動電源輸出的電流過大，專門設計了如圖7所示的反饋與保護電路，其中采樣電流是H橋對地的電流。此電路以LM393為核心組成一個電壓比較器，電流通過采樣電阻R4會產生電壓U3，U3通過R1、C1濾波之后進入引腳3，與引腳2上的基準電壓Vref作比較。當驅動電源正常工作時，比較器的引腳1輸出低電平；當采樣電流過大，U3大于基準電壓時，比較器的引腳1輸出高電平，LM393的引腳1與UCC21520的引腳5（DIS）相連，可使UCC21520驅動芯片停止向外輸出PWM信號，進而導致MOSFET關斷，驅動電源停止工作。同時，LM393的引腳1輸出的高電平通過電阻R6使得三極管Q1導通，二極管D1發光，提示使用者電路發生故障。

圖7 反饋與保護電路圖

2.6 阻抗匹配模塊設計

為了最大限度地利用電磁超聲驅動電源的輸出功率，提高信噪比，需要對電磁超聲換能器線圈的阻抗進行匹配[9,10]。L形阻抗匹配的等效電路電磁線圈為感性負載，阻抗很小，采用uH級的電感和nF級的電容完全滿足對線圈的阻抗匹配。鑒于對多種頻率不同電磁線圈的阻抗匹配，設計了一種可調的L形阻抗匹配網絡的結構，其中，圖8(a)表示阻抗匹配的等效電路，圖8(b)表示實際的阻抗匹配電路圖。該電路利用開關靈活選取不同的容抗和感抗值，使得線圈兩端的電壓值達到最大即為最合適的阻抗匹配值。在調節過程中，當脈沖頻率比較低時，閉合開關S17來選取L形的Cm、L網絡；頻率比較高時，將S1～S8的開關統一調整到短路線一側來選取Cm、Cn網絡。然后，遵循先大后小的原則進行一一試配。

圖8 阻抗匹配電路圖

3 實驗結果與分析

保障H橋電路正常工作的關鍵之一是H橋電路對角線上MOSFET驅動的同步性和同一橋臂上兩個MOSFET開關時的死區時間控制。測得圖7中H橋逆變電路上下橋臂MOSFET的柵極驅動電壓波形如圖9所示。其中圖9(a)表示H橋電路左橋臂兩個MOSFET的柵極驅動信號pwm_L_H與pwm_L_L，頻率為400KHz，圖9(b)表示H橋電路右橋臂兩個MOSFET的柵極驅動信號pwm_R_H與pwm_R_L，頻率為400KHz。同一橋臂在開通與關斷信號之間都留有一定的死區時間，避免橋臂直通。從圖9可以看出，PWM驅動信號的波形高低電平的邊緣比較光滑，基本沒有尖峰電壓毛刺，很適合驅動H橋中的MOSFET的開關電路。

圖9 H橋逆變電路上下橋臂MOSFET的柵極驅動電壓波形圖

為驗證H橋電路對角線上MOSFET驅動的同步性，測得圖7中的H橋電路對角線上兩個MOSFET柵極驅動信號波形如圖10所示，其中圖10(a)表示Q1與Q4的柵極驅動電壓波形，圖10(b)表示Q3與Q2的柵極驅動電壓波形。從波形中可以看出Q1與Q4驅動同步性基本一致；Q2與Q3的驅動同步性也比較一致。

圖10 H橋電路對角線上MOSFET的柵極驅動信號波形圖

利用實驗室自制的電磁超聲換能器對所設計的電磁超聲脈沖激勵電源進行實驗。其中，電壓源輸出的電壓波形如圖11所示，由于RCD保護電路能夠很好地吸收MOSFET開關過程中產生的過沖電壓，因此電壓源輸出的電壓接近方波，電壓峰峰值約為300V，滿足電磁超聲測厚的要求。

圖11 電壓源輸出的波形圖

4 結語

本文以FPGA為核心，采用H橋逆變電路設計了一種基于電磁超聲測厚用的高壓脈沖驅動電源。此電源結構簡單，原理清晰，效率高，可以便捷地調節脈沖個數、頻率與脈沖電壓的幅值來尋找最合適的激勵電磁超聲的參數，提高電磁超聲換能器的轉換效率。經過理論分析與大量實驗測試，證明此電磁超聲高壓脈沖驅動電源達到了基本測厚要求，可應用于多種型號的鋼板、鋁板的電磁超聲厚度的檢測，并獲得良好效果。