一款用于DCDC 芯片的多模式、高精度振蕩器設計

張艷飛， 曹正州

（中微億芯有限公司， 江蘇 無錫 214072）

1 引言

直流轉直流（DCDC）芯片以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于電子設備中，是當今電子信息產業飛速發展不可缺少的一種電源類型。 在開關電源的控制電路中，設計開關的工作頻率是一個復雜的權衡過程，其中包括尺寸、效率和成本的取舍[1]。 通常來說，當選擇較低的工作頻率時轉化效率通常都比較高，但此時需要較大尺寸的濾波電感、電容；選擇較高頻的工作頻率可以縮小電感、電容尺寸，但每次開關轉換都會伴有能量損耗，從而降低轉換效率。 另外開關電源的工作頻率會根據應用環境或者電磁兼容[2]需求被設計為某一固定頻率或是基于一定負載的恒定值，噪聲信號就會限制在一定的頻率范圍內，從而可以減少由諧振引起的噪聲，并有利于在頻譜范圍內最大限度地減少開關電源的輸出噪聲峰值。

本文針對上述開關電源的使用特點，設計了一款多模式的高精度振蕩器， 應用于開關電源芯片中，為芯片提供靈活的工作頻率。 該振蕩器提供3 種模式，一是提供2 種固定的振蕩頻率； 二是通過外掛電阻的方式，實現振蕩頻率的可調；三是通過外部引腳，可以將芯片外部的時鐘頻率同步進去，作為開關電源芯片的工作頻率。 另外該振蕩器通過設計內部LDO、零溫漂電流源和電容充電電流可修調的方式，實現了寬輸入電源范圍和高精度的輸出。

2 多模式、高精度振蕩器設計

2.1 功能和整體電路結構

本文設計的振蕩器有2 個輸入引腳， 分別為SYNC 和RT， 輸出時鐘頻率信號OSC 和斜坡信號RAMP。OSC 信號為電源芯片提供工作頻率，功率管和同步整流管在每個周期下打開和關閉。 RAMP 信號作為脈沖寬度調劑（PWM）比較器的負極輸入信號，幅值為0.9～1.9 V，與誤差放大器的輸出進行比較，控制功率管在每個周期下的導通時間。

振蕩器的整體結構如圖1 所示， 主要包括帶隙基準、LDO、電流源、模式控制、內部集成電路（I2C）接口的電可擦可編程只讀存儲器（EEPROM）、修調網絡以及RC 振蕩器主體電路。 其中LDO 模塊將輸入電壓（3.0～6.0 V） 降至2.8 V 為電流源和RC 振蕩器提供穩定的電壓， 電流源為RC 振蕩器中的電容提供精準的充電電流。 通過I2C 接口[3]的EEPROM 控制修調網絡對充電電流進行微調，消除工藝帶來的誤差，從而保證輸出頻率的精確。該電路基于CSMC 0.25 μm 2P5M工藝進行設計。

圖1 振蕩器整體結構

2.2 LDO 電路設計

本文中設計的LDO 子模塊電路如圖2 所示，輸入電壓VIN為3.0～6.0 V， 輸出恒定的2.8 V 電壓Vldo，最大負載電流為10 mA，Vref為帶隙基準產生的基準電壓。圖2 中采用的誤差放大器是對稱性的運算放大器，增加了電路匹配性，從而降低了失調，提高了共模抑制比。 該LDO 使用超前相位補償[4]的頻率補償方式來抵消運算放大器帶來的相移， 從而增加相位裕度，提高了系統的穩定性和響應速度，Cf為補償電容， 連接在輸出電壓和誤差放大器的負極之間，形成了超前相位的頻率補償。

圖2 LDO 電路

2.3 電流源和修調電路

電流源和修調電路如圖3 所示， 左下角的基準源產生最基本的偏置電流，Vref為帶隙基準產生的電壓，溫漂系數與電阻R1一致， 所以產生的Iref為零溫漂的電流[5]。 P4～P8 電流鏡分別拷貝1 倍、2 倍、4 倍、8 倍和100 倍的電流Iref。電流修調網絡由P12～P15 組成，可以選擇不同倍數組合的電流從B 點注入。 組成電流源和電流鏡的晶體管選擇長溝道的P 管，因此可以忽略溝長調制效應[6]帶來的電流誤差，那么A 點的電壓可以通過下面的公式確定：

其中VA為A 點的電壓，VB為B 點的電壓，IP8為流過P8 的電流，Itrm為電流修調網絡可以注入B 點的電流，IS為三極管Q1的飽和電流，VT為熱電壓，λ 為可修調的電流和P8 電流的比值， 由圖3 中的電流鏡比例可知范圍為0～15%。 由式(1)～(4)推導出A 點的電壓VA為：

圖3 電流源和修調電路

設計三極管Q2、Q3和Q1具有相同的面積尺寸，那么由下面公式可以計算出流過P10管的電流Iref1：

其中VC為C 點的電壓，κ 為可修調的電阻Rtrm和R3的比值，由圖3 中的電阻比例可知范圍為0～15%。 由式(5)～(8)推導出A 點的電壓VA為：

比較式(5)和式(9)，電流Iref1可以用下式表示：

同理可以推導出流過P11 管的電流Iref2為：

其中RT為外接在RT 引腳和GND 之間的電阻。 從式(10)可以看出，修調電流，即增加從B 點注入的電流可以使電流源Iref1變大；修調電阻，即增加和R3的串聯電阻可以使電流源Iref1變小，實現了雙向調節，從而解決了工藝不確定的漂移帶來的誤差。 由于R2和R3為一比值，且Iref/R1為零溫漂的電流，所以Iref1亦為零溫漂的電流。

圖3 中理想的電流源Iref1大小為1 μA，電流源Iref2大小在RT 引腳外接100 kΩ 電阻的情況下為2 μA。

2.4 模式控制電路

本振蕩器電路有3 種模式可供選擇， 通過引腳SYNC 和RT 來實現。 振蕩器的頻率可以通過在SYNC 引腳輸入固定的數字信號來設置內部固定的頻率值為250 kHz 或500 kHz。如果應用需要不同于以上2 個固定值的頻率， 那么SYNC 引腳懸空時調節RT到GND 之間的電阻就可使振蕩器工作在200～700 kHz。 振蕩器頻率fosc如下：

其中RT是RT 引腳到GND 之間的電阻。 通過SYNC引腳輸入一個外部的同步信號， 同時在RT 引腳和GND 連接一個電阻的方法可以使振蕩器的頻率與外部時鐘頻率相同。 在該模式下， 連接在RT 引腳和GND 之間的電阻需要設置一個合適的電阻值RSYNC，使該振蕩器的自由振蕩頻率（即SYNC 懸空時頻率）為外部同步信號頻率的80%左右。 由于外部的同步信號頻率高于振蕩器的自由振蕩頻率， 會通過圖5 中虛線框中的邏輯迫使振蕩器的頻率與外部信號頻率同步。

模式控制邏輯如圖4 所示，通過SYNC 引腳選擇不同的電流源給電容充電，控制電容的充電時間即可實現不同的振蕩頻率。電流源來自圖4 中的Iref1和Iref2。

圖4 模式控制邏輯

圖5 RC 振蕩器主體電路

當SYNC 接地且RT 浮空時，圖3 中的Iref2為2.8 V，那么圖4 中的B 點為高電平，C 點為低電平， 信號M_SEL＜1＞、M_SEL＜0＞都為0 V，從而Iref_A選擇2.8 V通道 (即關閉電流鏡)，Iref_B選擇Iref1通道電流源。 當SYNC 高于2.5 V 時， 圖4 中的B 點為低電平， 信號M_SEL＜1＞、M_ SEL＜0＞分別為2.8 V 和0 V， 從 而Iref_A選擇Iref1通道電流源，Iref_B同樣選擇Iref1通道電流源。 當SYNC 浮空且RT 連接電阻R 時，圖3 中的Iref2為一個中間電位， 但足夠可以將圖4 中的P2管打開，使C 點為高電位， 此時M_SEL＜1＞、M_SEL＜0＞分別為0 V 和2.8 V，從而Iref_A選擇2.8 V 通道(即關閉電流鏡)，Iref_B選擇Iref2通道電流源。

Iref_A和Iref_B通過圖5 中的P0、P1管并聯電流鏡和P2、P3管并聯電流鏡分別作為2 個電容的充電電流。模式控制歸納成表1，不同模式選擇各自相應的電流源，實現各頻率下所需充電電流大小。

2.5 RC 振蕩器主體電路

本文設計的高精度、多模式振蕩器的主體部分如圖5 所示，主要由比較器、電容、充放電管以及RS 觸發器構成一個環路。 由P0、P1管組成的電流源對電容C1進行充電，N1管對電容C1進行放電，電容C1電壓與基準電壓Vref2進行比較， 當Vp1大于Vref2時比較器輸出高電平。 比較的值有2 個作用，一是置位RS 觸發器使Q0為高電平從而打開N1管， 對電容C1進行放電；二是使DFF 觸發器的值翻轉， 交替選擇電容C2、C3充放電。由P2、P3管組成的電流源對電容C2、C3交替進行充電，N2、N3管分別對電容C2、C3交替進行放電， 電容C2、C3電壓分別與基準電壓Vref3進行比較，當Vp2或者Vp3大于Vref3時比較器輸出高電平，比較的值用來復位RS 觸發器使Q0為低電平從而關閉N1管。由于斜坡信號RAMP 的值是從0.9 V 到1.9 V，所以對電容C1、C2、C3放電是到0.9 V 截止，該0.9 V 由圖5 中單位增益的運放提供。 另外本振蕩器具有同步外部時鐘的功能，使OSC 的頻率等于外部時鐘的頻率，通過圖5 中虛線框內的電路實現。 選擇該功能時，M_SEL＜0＞為高電平，外部時鐘可以控制RS 觸發器的RN 端，不選擇該功能時，M_SEL＜0＞為低電平，關閉外部時鐘通路。

表1 模式控制

振蕩器的工作原理如圖6 所示，Vcmp1、Vcmp2、Vp1、Vp2、Vp3分別為比較器CMP1、CMP2 的輸出電壓和電容C1、C2、C3的電壓。 從圖5 中可以看出比較器CMP1的輸出經過buf 驅動后即為振蕩器的輸出。 在理想情況下，即忽略比較器的延遲和觸發器的延遲，每個周期TOSC為電容C2或者C3從0.9 V 充電到1.9 V 的周期T1加上電容C1從0.9 V 充電到1.9 V 的周期T2，其中電容C2同電容C3大小相同。

圖6 振蕩器的工作原理

電容的充放電時間T 如下：

其中C 為電容的大小，ΔU 為電容兩極的壓差，Ic為充電電流的大小，所以電容C1的充電時間T1，電容C1、C2的充電時間T2分別為：

其中IC1為對電容C1的充電電流，IC2為對電容C2或者C3的充電電流，Vref1=0.9 V，Vref2=Vref3=1.9 V。 本文設計的振蕩器中采用固定大小的電容， 所以C1、C2和C3的面積是固定的，通過電流源設置大小不同的充電電流IC1和IC2，即可得到不同頻率的振蕩信號，周期為：

根據2.3 節中電流源輸出的大小和2.4 節中模式控制下電流源的選擇組合方式，以及電源芯片對最大占空比不低于90%的要求， 設計圖5 中的電容C1=1 pF，C2=C3=3.75 pF，IC1=4IC2， 圖4 中 的R2=R3=200 kΩ，即可滿足表1 所需的振蕩頻率。

在實際的電路工作過程中，由于振蕩環路器件的延遲，特別是比較器的延遲，會導致振蕩器的周期變大，增加一個固定的延遲Td_cmp。 為了使輸出的頻率比較精準，設計了一個低延遲的比較器來減少Td_cmp在整個周期中的比重。 該比較器采用二級結構， 如圖7 所示，第一級在傳統結構的基礎上增加了N0、N1管，形成共源共柵套疊結構[7]，使第一級的輸出電阻增大，從而提高了增益，第二級則提供了較大的驅動能力，降低了延遲。

圖7 比較器電路

3 仿真結果

首先對典型的固定輸出500 kHz 頻率進行瞬態仿真，此時SYNC 引腳接高電平，RT 引腳懸空，在輸入電源電壓VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃條件下， 仿真波形如圖8 所示，輸出頻率為500.2 kHz，充電電流IC1和IC2分別為8.03 μA 和1.99 μA。

圖8 固定輸出500 kHz 頻率波形

其次對RT 引腳外接71.5 kΩ 電阻輸出700 kHz頻率進行瞬態仿真，此時SYNC 引腳懸空,在輸入電源電壓VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃條件下， 仿真波形如圖9 所示， 輸出頻率為700.3 kHz， 充電電流IC1和IC2分別為11.21 μA 和2.79 μA。

圖9 RT 外接電阻輸出700 kHz 頻率波形

接下來對外部時鐘同步功能進行仿真， 從SYNC引腳輸入頻率為500 kHz、占空比為50%的時鐘頻率，按要求RT 引腳接125 kΩ 電阻， 在輸入電源電壓VIN=3.5 V、TT 模型、T=25 ℃條件下， 仿真波形如圖10所示，輸出OSC 與外部時鐘頻率一致，但占空比不一樣。

圖10 同步外部時鐘頻率波形

再對典型的固定輸出500 kHz 頻率隨電源電壓變化和溫度變化進行仿真，分別如圖11、12 所示。輸入電壓VIN范圍為3.0～6.0 V，輸出頻率變化1.1 kHz，變化率為0.22%。 溫度范圍為-55～125 ℃， 輸出頻率變化2.1 kHz，變化率為0.41%。

最后對頻率的修調功能進行了仿真，trm7～trm4將頻率向高頻修調，trm3～trm0 將頻率向低頻修調，每一級大概修調4 kHz，結果統計如表2 所示。

本文設計的多模式、高精度振蕩器主要技術指標與文獻[8]的對比結果如表3 所示，當溫度和電壓變化時本設計產生的頻率相比文獻[8]的設計更加穩定。

4 結束語

本文基于CSMC 0.25 μm 2P5M 工藝設計的多模式、高精度振蕩器，提供了固定頻率輸出、外接電阻控制頻率輸出和同步外部時鐘3 種模式。 通過HSPICE仿真， 結果表明在3.0～6.0 V 輸入電源電壓范圍內，振蕩器輸出頻率偏差為0.22%， 在-55～125 ℃溫度范圍內，振蕩器輸出頻率偏差為0.41%，并且可以通過I2C接口的EEPROM 對振蕩器的頻率進行兩個方向的修調，消除了工藝帶來的誤差。 該多模式、高精度的振蕩器適合用在開關電源芯片中，為內部電路提供穩定的時鐘源。

表2 頻率修調仿真結果

表3 主要技術指標對比