基于單電源磁通門原理的漏電檢測電路設計

盧志軍，遲長春

（上海電機學院電氣學院，上海 201306）

隨著社會經濟的不斷發展，電能的應用越來越廣泛，電氣設備及用電量急劇增加，電網結構日益復雜。同時人們用電安全意識的薄弱，用電設備的不正當使用，以及線路中產生剩余電流而引發的電氣火災的概率也在不斷增加。據應急管理部消防救援局統計，2018—2020年之間，我國共接報火災72.2萬起，其中電氣火災占比高達39.9%，在較大火災及以上等級火災中，電氣火災發生率高達54.7%［1］。漏電保護一直是漏電火災和人身觸電事故防護最重要的一環［2］，隨著交直流混合電網建設的推進，不可避免地產生不同頻率交流以及直流漏電［3］，傳統AC/A型漏電互感器已無法滿足檢測需求。目前，我國依舊以AC型以及A型電子式漏電保護器為主導，針對新型漏電保護器的研發還處在起步階段，市場被國外技術所壟斷，國內可供選擇的產品少，并且價格昂貴，僅用于安全級別很高的場合［4］。武一等［5］提出了一種基于磁調制原理的檢測方法進行交直流漏電檢測，但采用正負雙電源供電，電路復雜；王隆偉等［6］采用雙磁芯結構，激勵源用半波激勵信號設計磁調制互感器，但易造成“零點漂移”且體積大，無法滿足微型漏電保護器的體積要求。

本文針對單磁芯結構，提出了一種基于單電源磁通門互感器的漏電檢測電路，通過檢測二次側線圈的電流信號，達到檢測漏電信號的目的。選取鈷基非晶合金材料作為互感器磁芯［7］，其具有較高的飽和磁感應強度和初始磁導率，有利于提高互感器檢測靈敏度，性價比高。設計漏電檢測電路對不同類型的漏電流進行檢測，并通過Multisim仿真檢驗電路準確性。經實驗驗證，該方法滿足國際標準GB/T 22794—2017對漏電檢測的要求。

1 磁通門漏電互感器原理分析

漏電互感器是漏電檢測系統的核心元件［8］，大多數漏電檢測系統的電源電壓模塊采用一路正負雙電源輸出對檢測電路供電，另一路輸出3.3 V給單片機供電，電路復雜。本文采用單電源供電，開關電源完成交流輸入后經變換處理得到直流單電源，同時給檢測模塊以及CPU供電。采用的單電源磁通門互感器原理如圖1所示。圖中，環形磁芯采用高磁導率材料；磁芯繞組起激勵與檢測作用，匝數為N2；Ui為激勵電壓；UR為基準電壓；Rs為采樣電阻；R1、R2為分壓電阻。當采樣電阻Rs上的電壓達到設定閾值Ur時，激勵電壓高低電平翻轉，從而產生方波激勵電壓。

圖1 單電源磁通門互感器原理

當有漏電流ip產生時，漏電信號通過互感器耦合到激勵電流中，磁芯產生磁場偏置，破壞原有磁場對稱性，導致激勵電流波形不對稱，反饋到采樣電阻上的電壓偏移量平均值為

通過傅里葉變換可知，周期信號的電壓平均值與頻譜直流分量成正比［9］，即

式中：u為采樣電阻瞬時電壓；T為激勵信號周期。

通過檢測激勵電流的變化量從而實現漏電檢測［10］。在實踐中，常采用分段線性模型擬合磁芯的磁化曲線［11］，更簡潔直觀，簡化的磁化曲線如圖2所示。

圖2 磁化曲線分段線性簡化模型

圖中，Bs為磁芯飽和磁感應強度；Hs為飽和磁場強度。曲線沿時間線t0→t1→t2→t3→t2→t1→t0做周期運動。在t0時刻，磁芯反向飽和，激勵電流為反向峰值；在t0～t1時刻，激勵電流上升至正向小電流；在t1～t2時刻，磁芯不飽和，激勵電流緩緩上升；t2～t3時刻，磁芯正向飽和，激勵電流達到正向峰值且電壓極性反轉；后半周期以此類推直至一個周期結束。

2 硬件設計

2.1 互感器設計

磁芯是互感器核心器件，采取單電源供電方式時需考慮矯頑力、高初始磁導率等特點，還需考慮低飽和磁場強度的磁芯材料，以便在磁滯曲線上表現出較“矮”的特性，以適用于較低激勵信號幅值的情況，簡化電路設計。

激磁頻率f作為互感器核心指標［12］，有

一般，電壓越大，頻率越低，磁芯越容易飽和。但本文采用單電源供電設計，電壓幅值應盡可能小，為了滿足檢測要求，需要較大頻率。低電壓受單片機供電電壓限制，降低了電路功率；高頻激勵信號則提高了檢測高頻漏電范圍以及精度。本文激磁電壓選取+5 V，為了能檢測到1 kHz的高頻漏電，還原采樣波形，根據香農采樣定理［13］，激磁頻率應大于漏電頻率的最高頻率的兩倍及以上，故激磁頻率選取2 kHz，代入式（3）得

當磁芯材料選定時，Bs也隨之確定，此處選取鈷基非晶合金作為磁芯材料，測得Bs為0.58 T，代入式（4）得

由于電壓幅值限制，考慮需要一定的電壓使磁芯飽和，需在單電源電壓供電基礎上增大峰峰值，同時保證一定的檢測范圍，所以優先確定閾值電壓Ur分別為+4.1 V以及+0.9 V。為了降低功耗，閾值電流Ir越小越好，故選取Ir為10 mA，確定Rs電壓為150Ω，選定漏電檢測范圍為［-550，550］mA，即得到線圈匝數N2為55圈，代入式（6）可得有效截面積S為19.6 mm2。磁環有效截面積為

式中：d1為磁環外徑，mm；d2為磁環內徑，mm；h為磁環的高，mm；c1、c2為磁環常數；l為有效平均磁路長度。

由上述可得需要設計的磁芯外徑為18 mm，內徑為10 mm，高為5 mm，有效磁路長度為41.55 mm。實際設計的互感器磁芯主要參數如表1所示。實際設計值與理論計算值存在一定誤差，可通過互感器調節線圈匝數或閾值電壓等參數使誤差穩定在可接受范圍之內［14］。

表1 互感器磁芯參數

2.2 漏電檢測電路

根據圖2原理配置磁芯互感器，設計漏電檢測電路，如圖3所示。

圖3 漏電檢測電路

本文選取軌對軌運算放大器進行軌對軌輸出，確保輸出波形不失真，型號為SGM8052，由單電源Ui供電。電阻R2以及運算放大器構成正反饋電壓比較電路，以Ui2作為基準電壓UR，將電阻R1、UR與運放正向輸入端相連，使之輸出交變激勵電壓，激勵電壓為

通過R1、R2設置Ur，即

由互感器與采樣電阻Rs構成勵磁回路，將ip耦合到激勵電流中，經Rs輸出調制電壓信號Ui。Rs決定了最大激勵電流Ir的大小，即互感器檢測范圍，有

激勵電壓、電流與采樣電阻電壓波形如圖4所示。

圖4 激勵電壓、激勵電流與采樣電阻電壓波形

2.3 信號調理電路

為獲取激勵電流中的被測漏電信號，需對調制電壓信號Ui進行磁解調處理。本文搭建的磁解調電路如圖5所示。

圖5 磁解調電路

磁解調電路是由五階巴特沃斯低通濾波器組成的濾波電路，能使設計的濾波器衰減速度加快，更好地對耦合的激勵電壓信號進行解調處理。截止頻率fc是濾波器的關鍵技術指標，為了能夠檢測1 kHz的高頻電流，濾除高頻信號，濾波截止頻率設為1.5 kHz，通過查找巴特沃斯濾波器系數表確定了階數濾波器的各項系數，如表2所示。其中，b、c均為濾波器歸一化系數［15］。

一階濾波器主要參數為R4、C2，選定C2為標稱值10/fcμF，截止頻率1.5 kHz。由表2可知，濾波器系數b為0，根據每節截止頻率

表2 巴特沃斯低通濾波器設計數據表

可得濾波器第1節截止頻率fm1=1.5kHz，故C2選擇滿足標稱值的最大值為22 nF，通過截止頻率

可得

取R4=5 kΩ。

通過二階巴特沃斯濾波器設計電阻R5、R6、R7、電容C3以及C4等參數，滿足

式中：K為信號放大倍數。

由上述條件設計的結構具有良好的衰減特性［16］，能更好地衰減高頻信號。由表2可得系數b為1.618 034，根據式（12）可知，二節濾波截止頻率為

選定C4為22 nF，為了讓C3有實數解，需滿足，選取放大倍數為6，則C3為1 nF。將其代入式（15），可得

取 實 際 值R5=6.6 kΩ，R6=43 kΩ，R7=39 kΩ。同理可得fm3=1349 Hz，C7=22 nF，C6=1 nF，R8=R9=28 kΩ，R10=14 kΩ。通過Multisim分別對磁解調電路的截止頻率以及放大倍數進行仿真驗證，確保設計參數的準確性，如圖6所示。

圖6 Multisim仿真驗證磁調制電路設計參數結果

3 實驗檢測

軟硬件完成后進行漏電檢測實驗，分別對直流、脈動直流以及不同頻率的交流漏電流進行檢測［17］。施加不同幅值的漏電實測結果如表3所示。針對非直流剩余電流的檢測結果如表4所示。對正弦交流、半波、90°波、135°波檢測的相對誤差如圖7所示。

表3 不同幅值直流漏電流檢測結果mA

表4 有效值為20 mA的正弦交流、脈動直流檢測結果mA

由圖7可知，當頻率一定時，該檢測方法對正弦交流最有效，對135°波檢測精度略差；當波形一定時，頻率越高，檢測精度越低。對正弦交流檢測誤差在5%以內；對半波被測電流檢測誤差在12%以內；對90°波被測電流的檢測誤差在16%以內；對135°波被測電流，當頻率在900 Hz范圍內，檢測誤差最高達19.8%，當頻率達到1 kHz時，誤差最大。結果顯示，基于磁通門傳感器的漏電檢測方法檢測誤差基本符合漏電保護的標準要求，滿足不同類型漏電的檢測。

圖7 非直流漏電流檢測相對誤差

4 結 論

基于單電源磁通門原理的漏電傳感器有效克服了電磁式漏電流傳感器無法檢測含直流分量的漏電流的缺點，同時在原有雙電源磁通門原理基礎上進一步改進，簡化電路，降低了生產成本。實驗結果顯示，該方法檢測誤差符合漏電保護的標準要求，能滿足對平滑直流、脈動直流以及不同頻率交流漏電流的檢測。