基于偏振調制器并聯產生16倍頻毫米波的研究

劉曉蕊，陳新橋，狄 晗，呂朝輝

(中國傳媒大學 信息與通信工程學院，北京 100024)

0 引 言

毫米波為第五代移動通信網絡(5th Generation mobile networks， 5G)提供了寬頻帶，其將處理每秒數十千兆比特的峰值吞吐量，并且在Atacama大型毫米波陣列、毫米波成像、無線電超光纖系統和太赫茲應用等領域得到了廣泛應用[1]。由于不受電子模塊和元器件頻率響應的限制，利用光學手段產生的毫米波信號具有更高的頻率、更大的帶寬和頻率可調范圍。因此，利用光子技術產生毫米波是近年來備受關注的問題。

基于馬赫-曾德爾光調制器的光毫米波信號產生方案已經有了大量研究[2-3]。與采用馬赫-曾德爾光調制器的方案相比，采用偏振調制器(Polarization Modulator，PolM)產生高倍頻毫米波的方案不需要直流偏置，系統更為穩定。文獻[4]提出了用級聯PolM產生8倍頻毫米波的方案；文獻[5]提出了級聯雙平行偏振調制器(Dual-Parallel Polarization Modulator，DP-PolM)產生16倍頻毫米波的方案，方案的射頻雜散抑制比(Radio Frequency Stray Suppression Ratio，RFSSR)為37 dB；文獻[6]提出了用并聯PolM產生16倍頻毫米波的方法，RFSSR為36 dB，兩種方案的抑制比均不高。

本文提出一種基于4個PolM并聯產生16倍頻毫米波的方案，并進行了理論分析與仿真驗證。

1 原理分析

圖1所示為采用4個PolM并聯方式產生16倍頻毫米波的結構框圖。由連續波激光器發出的光載波經過偏振控制器后，輸出偏振方向與PolMx軸夾角為θ1的線偏振光，該束線偏振光經一個1×4光分束器分成4路光信號，分別輸入到4個并聯的PolM中。調制后的4路光信號經過偏振角為θ2的檢偏器輸出，通過一個4×1合波器合成一路光信號，在光接收機的光電探測器中，經過光/電轉換實現光邊帶信號的拍頻，生成16倍頻射頻(Radio Frequency，RF)信號。如圖1所示，編號為1～4的檢偏器輸出的光信號邊帶圖分別標注在a～d點處，4個檢偏器輸出的合成光信號的邊帶圖標注在e點處。

圖1 PolM產生16倍頻毫米波示意圖

在圖1中，設激光器產生的光載波為Ein(t)=Ecexp(jωct)，式中：Ec和ωc分別為光載波幅度和頻率；j為虛數單位；t為時間變量。加載在編號為1～4的PolM上的RF信號相位分別為0、π/4、π/2和3π/4。偏振控制器引入的偏振夾角θ1=π/4。編號為i的PolM(i取1～4)輸出為

式中：Eix和Eiy分別為PolM的上、下臂信號；m=πVRF/Vπ為PolM的調制指數，式中，Vπ為半波電壓，VRF為驅動電壓的振幅；ωRF為RF信號角頻率；φi=(i-1)π/4為加載在編號為i的PolM上的RF信號相位。

從各PolM輸出的信號進入檢偏器中，檢偏角為θ2=π/4，則其輸出信號為

由式(2)可知，檢偏器的輸出光信號已經從相位調制信號轉換為強度調制信號，其中幅度調制因子為cos{mcos[ωRFt+(i-1)π/4]}。

應用Jacobi-Anger公式，將式(2)展開，得到

式中，J2n(m)為第一類2n階貝塞爾函數。4個PolM并聯后輸出的合成光場為

由式(4)可知，合成的光場中除了有載波分量外，還有8n(n≥1,n為整數)階的光邊帶信號，要抑制光載波就要使J0(m)為零。圖2所示為0、8和16階第一類貝塞爾函數曲線圖。由圖可知，J0(m)的零點取值分別為2.404 8、5.520 1、8.653 5,…，當m取2.404 8時，還未產生所需8階光邊帶；當m采用文獻[6]中的5.520 1時，仿真中得到RF信號的RFSSR很高，但隨激光器發射功率變化。這是因為當m=5.520 1時，理論上的雜波J16(5.520 1)為3.44×10-7，可以忽略不計，由理論公式推導出的RFSSR達到93 dB，而在仿真中，RFSSR為16階RF信號相對于由噪聲帶來雜波的功率比，表現為RFSSR隨絕對發射功率的增高而提升。最終選取m為8.653 5，J16(8.653 5)=2.29×10-4，RFSSR與發射功率無關，由后續給出理論推導和仿真數據驗證其合理性。

圖2 0、8和16階第一類貝塞爾函數曲線圖

工程上常采用光邊帶抑制比(Optical Sideband Suppression Ratio，OSSR)定量評價所產生的光邊帶信號純度。根據OSSR的定義，OSSR為8階與16階光邊帶功率比值，可得到：

式中，J8(8.653 5)和J16(8.653 5)分別為m=8.653 5時第一類8階和16階貝塞爾函數值。從合波器輸出的光信號在光接收機的光/電探測器處實現光電轉換。根據光電探測器的平方率關系，忽略大于16ωRF的高階光邊帶，從光電探測器輸出的光電流為

式中，R為光電探測器的響應度。在本文所設計的產生16倍頻RF信號的方案中，采用的是±8階光邊帶在光電探測器上的拍頻。實際上8n(n>1)階光邊帶也會在光電探測器上拍頻，由式(6)可知，光生毫米波信號中除了有需要的16ωRF信號外，還有8ωRF、24ωRF和32ωRF等雜散RF倍頻信號。工程上常采用RFSSR來定量評價所生成毫米波信號的純度。根據RFSSR的定義可得：

2 仿真實驗

本文參照圖1，采用OptiSystem光子模擬軟件，搭建了基于4個PolM并聯產生16倍頻毫米波信號的仿真鏈路。系統中主要器件參數設置如下：連續激光器的中心頻率為193.1 THz，線寬為10 MHz，輸出功率為0 dBm；RF信號頻率為10 GHz，幅度為2.754 5；光電探測器響應度為0.8 A/W，暗電流為10 nA。

圖1中a～d標注分別是編號為1～4的檢偏器輸出端點，這些端點光信號的光譜圖如圖3所示。由圖可知，各支路輸出光信號中只有偶數光邊帶，沒有光載波，且14階以上的光邊帶幅度都很小。

圖3 檢偏器輸出端光信號的光譜圖

圖4所示為合波器輸出的合成光信號光譜圖。由圖可知，±8階光邊帶為主要的邊帶，殘留的高階邊帶主要是±16階光邊帶，其他大部分高階光邊帶由于相位不同相互抵消。由圖可知，OSSR為60 dB，與前面理論計算值61.72 dB相符。

圖4 合成光信號的光譜圖

圖5所示為經過光電探測器拍頻后得到的電信號頻譜圖。由圖可知，在160 GHz處產生了16倍頻RF信號，為所設計的16倍頻毫米波信號；80 GHz處產生了的8倍頻RF信號，為雜散信號。圖中，RFSSR為53 dB，與前面理論計算值55.7 dB相符。

圖5 光電探測器輸出電信號頻譜圖

在研究RF信號相位偏移對所產生的16倍頻毫米波信號的影響時，選取第1個PolM作為研究對象，其初始相位理論值為0 °，對該值偏差±5 °進行掃參，得到相位偏移與抑制比的關系曲線，如圖6所示。由圖可知，當相位偏離達到±1 °時，所產生的毫米波質量顯著下降，OSSR由63 dB下降到了32 dB，RFSSR由53 dB下降到了25 dB。這是因為當驅動RF源的初始相位偏離理論值時，不同的光邊帶不能完全抵消，造成雜波功率大幅增加，抑制比降低。當相位偏離在4 °以內時，信號的OSSR可以保持在20 dB以上，RFSSR保持在12 dB以上。

圖6 相位偏移與抑制比的關系

PolM的調制指數偏離理論值時，產生信號的抑制比也急劇下降。調制指數m理論值為8.653 5，對其從8.50～8.80進行掃參，得到m與抑制比變化的關系曲線，如圖7所示。由圖可知，當m偏離理想值達到±0.031 4時，OSSR從63 dB退化到31 dB，RFSSR從53 dB退化到24 dB。這是因為，當m偏離8.653 5時，J0(m)不為0，帶來雜波功率增加，抑制比降低；當m偏離在0.942以內時，信號的OSSR可以保持在20 dB以上，RFSSR保持在13 dB以上。

圖7 調制指數與抑制比的關系

3 結束語

本文提出了一種利用4個PolM并聯產生16倍頻毫米波信號的方案。理論分析了合成光信號中OSSR和產生16倍頻毫米波信號中的RFSSR的值分別為61.72和55.70 dB。根據所提方案，采用OptiSystem光子模擬軟件，設計了一個16倍頻毫米波產生的仿真實驗，實驗獲得的合成光信號的OSSR和產生的16倍頻毫米波信號的RFSSR的值分別為60和53 dB，與理論值相符，驗證了所提方案的可行性。系統中的RF信號相位偏移和PolM的調制指數是影響所產生16倍頻毫米波性能的重要因素。實驗仿真了它們偏離理論設計值時對產生的信號抑制比的影響。文本所提的16倍頻毫米波產生方案具有結構簡單、調節容易、無光濾器和RFSSR高等優點，在光載毫米波系統中具有廣泛的應用前景。