基于臨界Buck-Boost的新型單級(jí)交直變換器

謝運(yùn)祥，胡嘉威

(華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣州 510006)

0 引 言

為應(yīng)對(duì)電網(wǎng)諧波污染問題，國(guó)際電工委員會(huì)制定的IEC 6100-3-2標(biāo)準(zhǔn)明確要求接入電網(wǎng)設(shè)備必須提高功率因數(shù)和降低電流諧波含量[1-2]。功率因數(shù)校正技術(shù)便應(yīng)運(yùn)而生，在DC/DC變換器前端加入功率因數(shù)校正電路和控制電路可以使變換器輸入電流跟蹤電網(wǎng)電壓，達(dá)到功率因數(shù)近似為1和減少諧波污染的目的[3-7]。交直變換器較為成熟的方案是前級(jí)經(jīng)過Boost或Buck-Boost電路對(duì)輸入電流整形，后級(jí)經(jīng)過DC/DC變換得到系統(tǒng)所需要的輸出，由于這種兩級(jí)方案是由2個(gè)相互獨(dú)立的變換器和控制電路組成，導(dǎo)致交直變換器都存在體積大、成本高以及控制復(fù)雜的缺點(diǎn)[8-13]。

為應(yīng)對(duì)上述問題，許多學(xué)者對(duì)單級(jí)變換器進(jìn)行了大量的研究，單級(jí)變換器的核心是把前級(jí)和后級(jí)進(jìn)行開關(guān)管和控制共用，并且盡量達(dá)到兩級(jí)變換器的目的。相比當(dāng)前單級(jí)交直變換器DC/DC環(huán)節(jié)大多使用的反激、正激等硬開關(guān)電路，原邊開關(guān)管、副邊二極管都能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的LLC諧振電路便脫穎而出[14]。文獻(xiàn)[15]首先提出將Boost電路和半橋LLC諧振電路的開關(guān)管共用，所得變換器THD、PF值都符合IEC 6100-3-2標(biāo)準(zhǔn)，但是當(dāng)輸入電壓經(jīng)過占空比約為0.5的Boost電路時(shí)，大電解電容電壓約為輸入電壓幅值的兩倍，所以文獻(xiàn)[15]提出的交直變換器只適用在低壓場(chǎng)合。文獻(xiàn)[16-17]分別提出基于交錯(cuò)并聯(lián)Boost、Buck-Boost和LLC諧振電路的單級(jí)交直變換器，雖然克服了輸入電壓不能過高的缺點(diǎn)，但是該交直變換器中前級(jí)都需要2個(gè)完全相同的Boost、Buck-Boost電感。眾所周知，在高頻電源中，磁性元件的體積、重量都占有相當(dāng)大的比重，2個(gè)電感將會(huì)使得系統(tǒng)體積、重量成倍增長(zhǎng)。因此，為使開關(guān)電源進(jìn)一步小型化，輕型化，不得不提出磁集成技術(shù)[19-20]。

為實(shí)現(xiàn)Buck-Boost電感的集成，本文采用耦合電感的方式為Buck-Boost電感續(xù)流并利用半橋開關(guān)的互補(bǔ)導(dǎo)通特性實(shí)現(xiàn)Buck-Boost電感的雙向勵(lì)磁。半橋開關(guān)的互補(bǔ)導(dǎo)通使得Buck-Boost電感電流在為0的時(shí)候自然換向，因此Buck-Boost工作在臨界狀態(tài)。基于以上分析，本文所提出的基于臨界Buck-Boost電路和半橋LLC諧振電路的單級(jí)交直變換器在符合IEC 6100-3-2標(biāo)準(zhǔn)和保持優(yōu)良性能的同時(shí)，又大大降低了系統(tǒng)的成本和體積。

1 拓?fù)浞治?/h2>

所提單級(jí)交直變換器如圖1所示。該交直變換器大致工作原理可以簡(jiǎn)述為，輸入交流電壓整流之后利用電容分壓，前級(jí)經(jīng)過臨界Buck-Boost電路進(jìn)行功率因數(shù)校正，后級(jí)經(jīng)過半橋LLC調(diào)節(jié)輸出電壓，達(dá)到快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)的目的。

圖1 所提交直變換器拓?fù)鋱D

1.1 拓?fù)浔容^

本文從多個(gè)角度對(duì)現(xiàn)有變換器與所提變換器進(jìn)行了比較，結(jié)果如表1所示。

表1 拓?fù)渲g比較

從表中可以看出，所提單級(jí)交直變換器即單電感Buck-Boost加半橋LLC拓?fù)湓诜螴EC 6100-3-2標(biāo)準(zhǔn)的同時(shí)，不僅控制簡(jiǎn)單，所用器件數(shù)量少，又實(shí)現(xiàn)了效率優(yōu)化和減少系統(tǒng)體積重量的目的。

1.2 模態(tài)分析

現(xiàn)詳細(xì)分析所提變換器工作模態(tài)，其中C1、D1、Q1、T1A、T1B、D3、C3和C2、T1A、Q2、D2、T1C、D4、C4分別組成兩路Buck-Boost；Cr、Lr、Lm構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)；D5、D6組成全波整流電路。該變換器每周期具有8個(gè)工作模態(tài)，每一模態(tài)等效電路如圖2所示，系統(tǒng)主要元器件電流、電壓波形如圖3所示，參考方向如圖1中標(biāo)注所示。

圖2 所提變換器工作模態(tài)

圖3 關(guān)鍵電壓電流波形

模態(tài)1(t0-t1)：t0時(shí)刻，Q2關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，Buck-Boost回路中T1A經(jīng)過耦合電感T1C, D4給C4充電；諧振回路中，iLr,iLm為負(fù)，經(jīng)過DQ1,C3，副邊側(cè)D5導(dǎo)通，勵(lì)磁電感兩端被輸出電壓鉗位，不參與諧振。

模態(tài)2(t1-t2)：t1時(shí)刻，Q1驅(qū)動(dòng)信號(hào)已經(jīng)來臨并實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，Buck-Boost回路中由于T1A能量未釋放完全導(dǎo)致T1A被VC4鉗位，D1不能導(dǎo)通；諧振回路中，iLr,iLm由負(fù)變正，經(jīng)過Q1,C3，副邊側(cè)D5導(dǎo)通，勵(lì)磁電感兩端被輸出電壓鉗位，仍不參與諧振。

模態(tài)3(t2-t3)：t2時(shí)刻，Q1仍然導(dǎo)通，Buck-Boost回路中iT1C下降到0，D1開始導(dǎo)通，iT1C開始線性變化；諧振回路工作狀態(tài)與上一階段相同。

模態(tài)4(t3-t4)：t3時(shí)刻，Q1仍然導(dǎo)通，Buck-Boost回路中iT1A繼續(xù)線性變化，與上一模態(tài)相同；諧振回路中，iLr,iLm兩者相等，Lm開始參與諧振，諧振周期變長(zhǎng)導(dǎo)致iLr,iLm基本不變，使得原邊，副邊無(wú)能量傳輸，此時(shí)副邊能量來自輸出電解電容。

模態(tài)5(t4-t5)：t4時(shí)刻，Q1關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時(shí)間，Buck-Boost回路中T1A經(jīng)過耦合電感T1B，D3給C3充電；諧振回路中，iLr,iLm為正，經(jīng)過DQ2,C4，副邊側(cè)D6導(dǎo)通，勵(lì)磁電感兩端電壓被輸出電壓鉗位，不參與諧振。

模態(tài)6(t5-t6)：t5時(shí)刻，Q2驅(qū)動(dòng)信號(hào)已經(jīng)來臨并實(shí)現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，Buck-Boost回路中由于T1A能量未釋放完全導(dǎo)致T1A被VC3鉗位，D2不能導(dǎo)通；諧振回路中，iLr,iLm由正變負(fù)，經(jīng)過Q2,C4，副邊側(cè)D6導(dǎo)通，勵(lì)磁電感兩端電壓被輸出電壓鉗位，仍不參與諧振。

模態(tài)7(t6-t7)：t6時(shí)刻，Q2仍然導(dǎo)通，Buck-Boost回路中iT1B下降到0，D2開始導(dǎo)通，iT1A開始線性變化；諧振回路工作狀態(tài)與上一階段相同。

模態(tài)8(t7-t8)：t7時(shí)刻，Q2仍然導(dǎo)通，Buck-Boost回路中iT1A繼續(xù)線性變化；諧振回路中，iLr,iLm兩者相等，Lm開始參與諧振，諧振周期變長(zhǎng)導(dǎo)致iLr,iLm基本不變，使得原邊，副邊無(wú)能量傳輸，此時(shí)副邊能量來自輸出電解電容。然后繼續(xù)開始下一周期。

2 理論分析

2.1 Buck-Boost環(huán)節(jié)

開始分析之前，我們有必要做出如下假設(shè)和定義：①所有開關(guān)管，二極管均為理想型器件；②開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于輸入電壓頻率；③耦合電感之間的匝比為1，且不考慮漏感；④Vbus=VC3+VC4=2VC3=2VC4，Ip為Buck-Boost電感電流峰值，ton，toff為D1(或2)導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間，Ts，fs分別為開關(guān)周期和頻率。

通過上節(jié)模態(tài)分析可知，當(dāng)D1(或D2)導(dǎo)通時(shí)，T1A兩端電壓為-Vin/2(Vin/2)，當(dāng)通過耦合電感續(xù)流即D3(或D4)導(dǎo)通的時(shí)候，T1A兩端電壓為(Vbus/2)，根據(jù)伏秒平衡有

Vinton/2=Vbustoff/2。

(1)

又根據(jù)圖3波形可知

ton+toff=Ts/2，

(2)

(3)

根據(jù)式(1)～式(3)可得

(4)

由圖3可知，每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)輸入電流波形為三角波，且峰值為iT1A峰值的一半，則輸入電流平均值為：

(5)

其中：vin=Vmsinωt；α=Vm/Vbus。

從式(5)和圖4(a)中可以看出越小，輸入電流波形越接近正弦。

圖4 輸入電流和PF值與α的關(guān)系

由式(5)求得輸入功率和輸入電流有效值分別為：

(6)

(7)

進(jìn)一步可求得功率因數(shù)為

(8)

從圖4(b)可以看出在α≤1的時(shí)候，所提交直變換器的PF值都大于0.97，具有較高的PF值。

2.2 LLC諧振環(huán)節(jié)

由于諧振變換器暫態(tài)分析較為復(fù)雜，因此本文采用基波近似原理簡(jiǎn)化分析LLC諧振變換器。半橋LLC諧振電路交流等效電路如圖5所示，其中Lr,Lm,Cr,n分別為諧振電感、勵(lì)磁電感、諧振電容、原副邊匝數(shù)比，Rac為交流等效電阻，其值為

圖5 交流等效電路

Rac=8n2Ro/π2。

(9)

根據(jù)基波近似法和圖5推出電壓增益公式

(10)

圖6給出了在m=0.2，fr=100 kHz，fm=41 kHz的條件下，電壓增益與Q值的關(guān)系曲線。從圖中可以看出，在諧振頻率fr處，電壓增益特性獨(dú)立于負(fù)載，值等于1。因此設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)，一般使系統(tǒng)工作在諧振頻率附近。

圖6 電壓增益曲線

眾所周知，諧振拓?fù)涞拇嬖谝饬x就是利用諧振元件電容或電感上的電壓或電流周期性過零從而實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。從圖6可以看出，當(dāng)fm

為下一節(jié)關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)做鋪墊，利用電壓增益等式可以求出LLC輸出功率表達(dá)式為

(11)

3 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

所提交直變換器由于前級(jí)Buck-Boost和后級(jí)LLC共用開關(guān)管，唯一控制電路也只是保證后級(jí)LLC輸出電壓穩(wěn)定，當(dāng)輸出功率發(fā)生變化時(shí)，輸入功率隨開關(guān)頻率變化趨勢(shì)與輸出功率隨開關(guān)頻率變換趨勢(shì)的不同會(huì)導(dǎo)致大電解電容上的電壓發(fā)生變化，這其實(shí)是所有單級(jí)交直變換器的通病。所以如何合理設(shè)計(jì)參數(shù)使得大電解電容電壓在合理范圍內(nèi)變化就顯得尤為重要。本文利用所設(shè)計(jì)單級(jí)交直變換器搭建一臺(tái)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，設(shè)計(jì)規(guī)格如下：

—額定輸出：36 V/2.78 A(100 W)

3.1 諧振網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

根據(jù)上節(jié)的分析，在諧振頻率fr處，電壓增益為1，因此，可以求出變壓器匝比為

(12)

進(jìn)一步求出等效交流電阻為

(13)

LLC諧振電路輸出是通過開關(guān)頻率的改變而調(diào)節(jié)的，從式(6)可以看出Buck-Boost電路輸入功率與開關(guān)頻率是成反比的，即開關(guān)頻率越大，輸入功率越小，為了使大電解電容電壓在合理范圍內(nèi)變化，應(yīng)該使LLC輸出功率盡量與Buck-Boost輸入功率變換趨勢(shì)類似。為得到Po隨開關(guān)頻率的變化趨勢(shì)，先求出Po對(duì)ωs的偏導(dǎo)。

當(dāng)ωs?ωr時(shí)，

(14)

當(dāng)ωsωr時(shí)，

(15)

通過式(13)、式(14)可知，當(dāng)ωsωr時(shí)，?Po/?ωs存在唯一零點(diǎn)，當(dāng)ωs?ωr時(shí)，?Po/?ωs恒小于0。由此可知當(dāng)開關(guān)頻率增加時(shí)，Po先增加后減少。

為了使大電解電容電壓變化范圍合理化，本文選擇諧振頻率fr=100 kHz，額定工作頻率fs=90 kHz，Q=0.4，m=0.2則諧振參數(shù)可得：

Lm=Lr/m=575 μH。

3.2 BUCK-BOOST電感設(shè)計(jì)

由式(6)可得

(16)

3.3 開關(guān)管選型

從模態(tài)分析和圖3可以看出，半橋開關(guān)管不僅通過諧振電感電流，還流過Buck-Boost電感電流，因此單級(jí)變換器電流應(yīng)力會(huì)稍大于雙級(jí)變換器；開關(guān)管關(guān)斷所承受電壓都為大電解電容電壓，單級(jí)與雙級(jí)變換器開關(guān)管電壓應(yīng)力并無(wú)區(qū)別。

在額定狀態(tài)下設(shè)定大電解電容電壓為390 V，因此本文選用SVF7N60F作為半橋開關(guān)器件。

其余設(shè)計(jì)參數(shù)如表2所示。

表2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)

4 仿真驗(yàn)證

利用Saber對(duì)所提交直變換器進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖7所示。

圖7 仿真結(jié)果

圖7(a)中可以看出輸入電流很好跟蹤了輸入電壓，起到功率因數(shù)校正的作用；圖7(b)表示的開關(guān)管兩端電壓，流過電流和驅(qū)動(dòng)的波形，可以看出開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)下。圖7(c)和圖7(d)分別表示的是Buck-Boost電感電流波形，可以看出仿真結(jié)果與理論分析相符；圖7(e)表示的是諧振電流波形，諧振電流基本成正弦，說明工作頻率基本等于諧振頻率；圖7(f)表示的是輸出二極管電流波形，可以看出副邊二極管工作在ZCS狀態(tài)下。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8為輸入電流與電壓波形和輸入電流諧波波形圖。其中圖8(a)說明輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓，起到了功率因數(shù)校正的作用，圖8(b)說明輸入電流各次諧波均遠(yuǎn)小于IEC6000-3-2 class C標(biāo)準(zhǔn)，在輸入220 V滿載的情況下THD僅為17%。

圖8 輸入測(cè)試結(jié)果

圖9為臨界Buck-Boost電感電流包絡(luò)與展開波形。由于本文Buck-Boost電感續(xù)流是通過耦合電感續(xù)流，耦合變壓器其實(shí)是勵(lì)磁電感和理想變壓器并聯(lián)，所以當(dāng)用電流探頭測(cè)量續(xù)流電流的時(shí)候?yàn)?，其余與理論分析相符。

圖9 Buck-Boost電感電流波形

圖10為輸入220 V滿載時(shí)下管漏源極電壓和驅(qū)動(dòng)波形，從圖中可以看出下管漏源極電壓在驅(qū)動(dòng)來之前已經(jīng)下降到0，說明開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)下。

圖10 開關(guān)管兩端電壓與驅(qū)動(dòng)波形

圖11為輸入220 V輸出滿載時(shí)副邊二極管電流波形與諧振電感電流波形，從圖中可以看出副邊二極管工作在ZCS狀態(tài)下。

圖11 副邊二極管和諧振電流波形

圖12為所設(shè)計(jì)單級(jí)交直變換器在輸入為220 V時(shí)，PF值和母線電壓隨輸出功率變化的變化趨勢(shì)圖，從圖中可以看出輸出70～110 W的時(shí)候，PF值恒大于0.948，母線電壓變化范圍為365～417 V。圖13為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

圖12 功率因數(shù)、母線電壓的測(cè)試結(jié)果

圖13 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)

6 結(jié) 論

1)提出了一種基于臨界Buck-Boost電路和LLC諧振電路的單級(jí)交直變換器，并與現(xiàn)有拓?fù)溥M(jìn)行了詳細(xì)的對(duì)比。

2)將兩路對(duì)稱Buck-Boost電感進(jìn)行集成，大大降低了系統(tǒng)的成本和體積，進(jìn)一步提高了功率密度。

3)DC/DC變換為半橋LLC，LLC軟開關(guān)特性進(jìn)一步提高系統(tǒng)效率，輸出為36 V時(shí)效率為90.6%，PF值為0.974，THD為17%。

4)詳細(xì)分析Buck-Boost電路輸入功率，LLC半橋諧振電路輸出功率與開關(guān)頻率的關(guān)系，合理設(shè)計(jì)系統(tǒng)參數(shù)縮小大電解電容電壓變化范圍。