一種結構緊湊性能優良的微波功率合成系統*

崔富義，劉富海，方 波

(1.杭州職業技術學院特種設備學院，浙江 杭州310018；2.中國計量大學計量測試工程學院，浙江 杭州310018)

隨著無線通信應用對數據傳輸速率和信號帶寬的要求與日俱增，無論是軍用系統還是民用系統，寬頻帶和大功率將是現代通信技術的發展趨勢。 寬頻帶則要求通信頻率向高頻段方向擴展，如微波、毫米波頻段；大功率則要求系統輸出功率能力要強。 眾所周知固態功率器件具有體積小、重量輕、工作頻段高、壽命長、直流功耗低、可靠性高、易集成等優點[1-3]。然而，一般固態器件隨著體積的減小、工作頻率的增高，輸出功率卻會大大降低。 為滿足現代通信系統小型化、寬頻帶、大功率發展趨勢要求，固態功率合成技術成為目前解決這一技術瓶頸的有效途徑[4-7]。

合成效率的高低是衡量一個合成器性能是否優良的重要指標。 為充分利用固態功率器件在微波毫米波頻段產生的寶貴功率，要求合成系統的合成效率一定要高。 實踐證明損耗越低，幅相一致性越高，合成效率就會越高[4-7]。

散熱性能是衡量功放和發射機系統工作可靠性的重要指標[8-10]。 良好的散熱性能可以及時地將熱量散發出去，以保護較為昂貴的半導體功率器件。因此合成系統的結構一定要便于散熱裝置的安裝。

結構尺寸的大小也是系統應該考慮的重要因素，體積小重量輕更受市場青睞。

本文主要是針對合成系統的這三個指標要求，提出了一種復合式功率合成系統的設計方法。

1 原理

在高合成效率、良好散熱性能和結構緊湊性要求之間，經折中考慮，提出了以下微波功率合成系統的設計方法。 為了更好地闡述其工作原理，下面結合它在構成合成固態放大器中的應用加以說明。 這種功率合成系統的原理圖如圖1 所示。 第1 級和第2 級是由一分二的二進制矩形波導功分器構成；第3級是由4 個一分四的功分器組成(其結構是在矩形波導功分器每個分支壁上耦合出2 條同軸支路構成的)；第4 級是由16 個被合成元件構成的(合成元件可以為微波集成放大器芯片MMIC，也可以是其他功率元件)。 此結構是互易結構，它用在前端即為功率分配器，用在后端即為功率合成器。 整個合成固態功率放大器系統的工作過程分為:微弱的微波信號從左端進入，經左邊功率分配器，信號被等分為16 條支路分別進入到第4 級上的每個放大器芯片進行放大，放大后進入到右邊功率合成器的對應支路，經合成器合成后從右端波導口輸出。

低損耗和幅相一致性是提高合成效率的關鍵。因此，本設計的合成系統全部采用低損耗的金屬波導和同軸線，而且保證結構高度對稱。 金屬波導和同軸線具有較大的功率容量，非常適合大功率系統。

為了使結構緊湊，又不妨礙散熱性能，合成終端被設計成了上下兩層結構。 這種結構充分利用了縱向空間，在相同合成元素個數下，重量和橫向尺寸縮減了一半多。 這種準平面結構非常方便散熱器在其上下表面上安裝。

圖1 合成固態放大器示意圖

2 設計與仿真

因這種合成系統中的功分器和合成器是互易結構[12]，所以，這里只以功分器形式為例來介紹設計方法。 任何電磁場仿真軟件在仿真電路時，仿真物體的電尺寸越大，誤差和仿真難度也會越大，仿真速度也會越慢。 為了快速而精確地設計出滿足要求的合成系統，將整個系統劃分成如圖1 所示的3 部分，即第一級、第二級和第三級。 第一級和第二級的結構為二進制形式的矩形波導功分器，其設計原理相同。 它的結構參數標注圖和CST 環境下的電磁建模圖如圖2 所示。

圖2 矩形波導功分器(單位：mm)

因針對的工作頻段是Ku 波段，所以矩形波導選用BJ140(WR62)型標準波導(寬邊a 長15.799 mm，窄邊b 長7.899 mm)。 分別對第1 級和第2 級功分器進行獨立仿真。 首先根據被合成元件布局后的整體寬度，倒推出各級支路端口最小長度(Lm+Lt+La)。 bm和Lm是支路波導的起始寬度和長度。 bm初始值取主波導寬度b 的一半，Lm初始值要大于bm。 Lt為過渡段的長度，其寬度由bm過渡到b。 為了獲得較低的插入損耗和反射損耗，需要良好的阻抗匹配，因此除了調節過渡波導尺寸外，各拐彎處也需要采取合理的倒角尺寸，如圖2 中Ch和Ca，初值要小于相應波導的寬度。 主波導長度L 和Lz 可根據產品水平方向尺寸要求來定。 其值過小會有高次模產生，過長會增加水平方向尺寸。 在初始值的基礎上對變量Lm、Lt、La、Ch和Ca進行優化可得到第1 級和第2 級功分器的最終尺寸。 仿真的最終結果見圖3 所示。 圖3(a)和(b)是15 GHz 下初始相位為0°的微波信號激勵下產生的電場和磁場矢量分布圖。 從圖中可以直觀地觀察到波導中的電磁場模式，以及電磁能量被等分的情況。可以看出各波導端口電磁場模式符合主模TE10模式[11]的分布。 第1 級和第2 級功分器的幅頻特性和相頻特性，見圖3(c)和(d)。 可以看出，在整個BJ140型波導帶寬內(12 GHz～18 GHz)，2 路功分器的分配損耗是-3.01 dB，圖中各支路SN1(N ＝2，3)值與分配損耗的差值SN1-(-3.01)≥-0.1 dB，即為各支路插損，反射損耗幾乎在所有頻點上都優于20 dB，即S11≤-20 dB。 由于結構的高度對稱，所以其幅相一致性也很好，這點從兩支路的S 參數重合度可以看出，S32為兩支路之間的隔離度，約有6 dB。

圖3 第1 級和第2 級功分器仿真結果

第3 級是在第1 級和第2 級的基礎上改造的一分四路波導-同軸型4 等分功分器。 其結構參數標注圖和CST 環境下的電磁建模見圖4 所示。 為方便與被合成元素集成，同軸特性阻抗選50 Ω。 同軸的介質材料選聚四氟乙烯，其相對介電常數εr為2.08，外導體內直徑D 取4.1 mm，內導體直徑d 取1.27 mm。這個四等分功分器的性能與圖中的倒角Ch、探針深度Lt、探針距短路面距離Ls、同軸探針間距Bj有重要關系。 Ch初值取b/2＜Ch＜b，Lt初值取b/2，Ls初值取約四分之一波導波長，Bj初值取a/4。 支路波導臂長度Lz由工作波長和被合成元件尺寸決定，即，Lz的長度既要滿足被合成元件的裝配要求也要保證其微波特性。 固定下Lz后，對變量Lt、Ls、Ch和Bj進行優化仿真，可得到各結構參數的最佳尺寸。

圖4 波導-同軸型4 等分功分器

優化仿真后的結果見圖5 所示。 由圖5(a)和5(b)15 GHz 下的電磁場矢量分布圖，可以看出結構內部的電磁場模式以及能量分布情況。 電磁場模式由矩形波導端的TE10模式逐漸過渡到4 個同軸端口的TEM 模式。 這符合矩形波導和同軸傳輸線理論，可以斷定仿真結果是可信的，并且可以觀察到能量確實被等分了。 其他各頻段的S 參數仿真結果見圖5(c)所示。 由于結構的對稱性，各支路的幅頻特性是一致的，即S21、S31、S41和S51會重合在一起，圖中用SN1表示；然而這種結構的相位卻不同于前兩級的情況，從圖5(c)的相位曲線可以看出。 處于不同波導壁中的兩個同軸支路相位相差180°，處于同一波導中的兩個同軸支路相位一致。 從圖5(a)和5(b)的電磁場矢量分布圖中的電磁場振動方向也可以發現這一點。 另外，從圖5(c)還可以觀察到，反射損耗S11只有在12 GHz ～14.5 GHz 時表現略差，約為10 dB 左右，但也滿足一般工程要求，在14.5 GHz ～17.5 GHz 時，S11≤-15 dB，表現較優。 4 路功分器的分配損耗是-6.02 dB，圖中各支路SN1(N ＝2，3，…，5)值與分配損耗的差值SN1-(-6.02)，即為各支路插損，從圖中可以看到從12 GHz ～18 GHz 范圍，插損都優于0.2 dB，特別是在15 GHz～17 GHz 范圍內時，更是優于0.1 dB。 另外從圖中還可以觀察到，第3 級比第1 級和第2 級頻帶寬度有所降低。 原因有兩種:一是為了控制產品橫向尺寸和整體重量而嚴格限制了波導臂的長度，在中間未加入過渡波導致使阻抗失配比前兩級的大；二是為了裝配簡單，同軸探針沒有采用端部加粗的方法進行帶寬拓展。 如果對產品尺寸和裝配成本要求不高的話，利用上述技術，在整個波導帶寬內，同樣也能做到優良的性能。

圖5 第3 級4 等分器仿真結果

為了考察上述三級結構構成的16 路功分器整體性能如何，將三級子電路放在CST 設計工作室環境中進行級聯仿真，原理圖見圖6(a)，其對應的三維結構如圖6(b)所示。 此16 路功分器的S 參數仿真結果見圖7 所示。 由圖7(a)的幅頻特性可以看出，因結構對稱，各支路插損相同，且損耗很低。 16路功分器的分配損耗是-12.041 dB，圖中各支路SN1(N＝2，3……17)值與分配損耗的差值，即為各支路插損，從15 GHz 到17 GHz，各支路插損SN1-(-12.041)≥-0.23 dB，反射損耗S11≤-14 dB；在16.6 GHz～17.3 GHz 范圍內，各支路插損SN1≥-0.1 dB，反射損耗S11≤-20 dB。 因SN1＝-0.23 dB ＝0.948，S11＝-14 dB ＝0.04 代入式(1)[10]可計算出整個合成系統的無源合成效率η，

圖6 CST 環境下三級功分器的聯合仿真圖

由圖7(b)的相頻特性可知與第3 級功分器情況類似。

圖7 1 分16 路功分器仿真與測試結果比較圖

3 實現過程

利用上述仿真優化得到最佳結構尺寸，采用高精度數控機床，將第1 級至第3 級結構做到一塊金屬上就構成了這個16 路功分器的整體結構，如圖8 所示。該功分器系統尺寸為48 mm×214 mm×18 mm。

圖8 16 路功分器照片

4 測試

功分器S 參數測試平臺如圖9 所示。 矢量網絡分析儀左端口經同軸波導轉換器與功分器的波導端口1 相連接，矢網右端口與功分器的其中一個支路相連，其他支路接匹配負載。 按此方法依次測試剩下的各支路S 參數。 整個S 參數的測試結果，見圖7 仿真與測試結果比較圖。 從14.5 GHz 到17.5 GHz 范圍內各支路插損小于0.4 dB，即能量通過率約大于0.91。 反射損耗S11小于-12.5 dB，即能量反射率小于0.056。 在15.5 GHz 到16.5 GHz 這段頻段內各支路插損小于0.3 dB，即能量通過率約大于0.93。 反射損耗S11小于-16 dB，即能量反射率小于0.025。 代入式(1)可得

圖9 16 路功分器的測試平臺

5 結論

從合成效率，結構尺寸和工作可靠性出發，提出了一種復合式功率合成系統的設計方法。 該合成系統第1 級和第2 級由二進制的矩形波導功分器構成；第3 級由矩形波導同軸探針型四等分功分器構成；此合成系統結構緊湊，合成效率高，熱沉裝配方便。 測試發現從14.5 GHz 到17.5 GHz 范圍內，其無源合成效率可達90%以上。