一種基于GaN 器件大功率雙向DC/DC 變換器*

劉曉悅，白尚維，陳 瑞

(華北理工大學電氣工程學院，河北 唐山063000)

近年來，隨著能源危機的爆發和地球生態環境的不斷惡化，能源節約和能源的高效利用引起了人們的廣泛關注，其中光能，風能等可再生能源以及再生制動能量的回收利用成為人們研究的熱點問題。在分布式能源系統中高壓總線的電壓往往能夠達到240 V～450 V。 但是國內外研究關于5 kW 以上的DC/DC 變換器很少，因此，研究一種高功率雙向DC/DC 變換器很有必要。

圖1 常見的DC-DC 變換器應用拓撲

雙向DC/DC 變換器按照有無電氣隔離可以分為隔離型和非隔離型，在它們之中，隔離型DC/DC 變換器是優選的，因為它易于實現電氣隔離、高頻化、小型化。 其中雙有源全橋(DAB)DC/DC 變換器更是得到了廣泛關注[1]。 全橋雙有源DC/DC 變換器是由一個高頻變壓器兩側分別連接一個全橋電路，一側全橋電路充當逆變器，另一側則充當整流器，實現了低壓側和高壓側電氣上的隔離。 控制雙有源全橋開關管之間的相移角，以實現零電壓開啟(ZVS)和零電流關閉(ZCS)。 這嚴重影響了轉換器的效率。 文獻[2]在高壓側引入了一個LLC 諧振電路來實現它。 該電路可在整個負載范圍內提供軟開關，但以輸出功率為代價。 文獻[3]為了使變換器正反雙向對稱工作在低壓側也引入了諧振電感，但是導致低壓側輸出電流波紋較大，影響變換器的效率。 在參考文獻[4]中，高壓側已更改為倍壓整流電路。 這提高了電壓增益，但是開關管難以實現軟開關。

為了解決雙有源全橋轉換器中存在的上述問題，轉換器的輸出功率需要進一步提高，低壓側電流紋波減小。 本文設計了一種基于GaN 高頻率開關器件的大功率雙向DC/DC 變換器，通過GaN 器件的高頻化，進一步提高了變換器的輸出功率，利用變壓器的漏感與開關管寄生電容構成諧振電路，可以在輕負載條件下實現軟開關，減小了開關損耗。 變換器采用更少的電容器，進一步減小了變換器的體積。 與傳統的DAB 相比，將交流側的電感移到直流側，減小了輸出電流波紋，降低了無功功率。 因此，此變換器具有體積小、高功率輸出、損耗小，電流紋波小，無功功率小，效率高等優勢。 適合作為分布式能源系統，飛機船舶等大功率設備的電力電子轉換器。

1 工作原理

1.1 拓撲結構與分析

圖2 基于GaN 器件的大功率DC/DC 變換器拓撲

圖2 顯示了基于本文提出的GaN 器件的大功率雙向DC/DC 轉換器。 兩側的直流電源通過高頻變壓器，兩個電感器和兩個全橋電路連接，其中S1、S4為低壓側的超前臂，S2、S3為滯后臂，這四個開關管的寄生電容Cinss與變壓器的漏感Lm構成諧振電路使低壓側開關管實現零電壓開通(ZVS)和零電流關斷(ZCS)，另一方面，輸入電感Lin可以與開關管的寄生電容和低壓開關管的零電壓導通(ZVS)形成諧振電路。 零電流關斷(ZCS)提供條件，另一方面可以有效地吸收回流電流從而降低電路中的無功功率，提高變換器的效率，減少了電路的能量損耗[5]。Q1、Q4為高壓側的超前臂，Q2、Q3為高壓側的滯后臂，這四個開關管構成的全橋電路在高壓側充當整流的作用，其寄生電容與變壓器漏感構成諧振電路，使高壓側開關管實現零電壓開通(ZVS)和零電流關斷(ZCS)，輸出濾波電感減小了輸出電流紋波，提高了系統的穩定性。

1.2 工作模式分析

取決于功率傳輸的方向，轉換器可以具有兩種工作模式，升壓模式和降壓模式。 下面將詳細分析這兩種操作模式。

1.2.1 升壓模式

在這種模式下，輸入側為低電壓VL，輸出側為高電壓VH，功率從低壓側流向高壓側。 一次側低壓電橋執行逆變器操作，二次側高壓電橋執行整流操作以達到穩定的輸出電壓。 放電模式下的各種開關瞬間如圖3 所示。

圖3 升壓模式下脈沖以及主要波形圖

圖3 中的波形描繪了晶體管S1到D4的柵極電壓、VL和VH橋上的電壓、輸入電感的電流Iin、一次側和二次側的流過開關管的電流IS1和IQ4以及輸出電流IO。

(1)模式1(t0-t1)

一次側開關管S1，S4導通，IS1，IS4增加直到t1時刻達峰值，一次側電壓VL通過S1，S4和高頻變壓器原邊線圈為電感Lin充電，IL增加直到t1時刻達峰值。 高壓側開關管Q2，Q3導通，因此二次側電壓被鉗位到-VH。

(2)模式2(t1-t2)

初級側開關管S1，S4繼續導通，與高頻變壓器原邊繞組構成環路，初級側電流經過變壓器耦合到次級側，此時次級開關管Q2，Q3零電流關斷(ZCS)和Q1，Q4零電壓開通(ZVS)，與次級電壓VO構成完整環路，從而變壓器次級側電壓鉗位到VH。 此時電感Lin中流過的電流持續減小，并且其儲存的能量在兩側的電容中流動。

(3)模式3(t2-t3)

一次側開關管S1，S4零電流關斷，S2，S3零電壓開通，因此，一次側電壓Vin被反向鉗位到-VL，與高頻變壓器原邊繞組構成回路。 初級電流通過高頻變壓器耦合到次級側，次級開關管Q1，Q4保持開通狀態，并與次級電壓VO形成完整環路。 此時，電感Lin電流不斷增大，儲能增加，同時由電容向負載R 供電。 這就完成了循環的半個周期，在t3時刻循環被重復。

變換器工作的一個重要特點是，由于二極管在所有晶體管的導通瞬間具有零電流，因此消除了由二極管反向恢復引起的損耗。

圖4 升壓模式下各個階段的等效電路圖

1.2.2 降壓模式

因為本拓撲采用對稱設計，其反向降壓模式與升壓模式原理相同，變換器中電壓電流波形與升壓模式相似，本節不再贅述。

最大功率傳輸是在90°移相時實現的，其中占空比D＝0.5。 由于所有器件都在ZVS 條件下工作，在很大的負載范圍內都能獲得高效率。 該電路可以實現升壓或降壓。 升壓和降壓的轉換取決于相移。

2 主電路參數設計

2.1 GaN 器件分析

近年來，氮化鎵(GaN)器件已成為商用器件，具有低導通電阻、快速開關速度和在高溫度下的工作能力。 GaN 器件具有的這些優良器件特性，對DC/DC 電源應用有著重要的影響。 與Si 器件相比，基于GaN 器件的DC/DC 變換器是通過降低器件功率損耗、放寬熱設計和通過在更高頻率下工作以減小無源元件來提高變換器的功率效率和功率密度的。表1 顯示了具有類似電壓和電流額定值的最先進GaN 和Si 器件的比較[6-8]。

表1 器件關鍵參數比較

GaN 器件的狀態電阻與Si 器件相當，但寄生電容、柵電荷和反向恢復電荷要比Si 器件低得多。 結果表明，用GaN 器件代替Si 器件可以在器件導通損耗基本不變的情況下，顯著降低開關損耗和擴大軟開關工作范圍[9-10]。

2.2 變換器關鍵參數設計

DAB 轉換器的關鍵方程總結如下[11-12]，在高壓開關瞬間的峰值電感電流表示為:

式中:IP為峰值電感電流，TS為開關周期，L 為電感，VO為輸出電壓，d 為占空比，n 為變壓器匝數比，Vin為輸入電壓。

輸入電感電流Iin的表達式，即低壓開關瞬間電流:

從式(4)中，將整個控制范圍(0 ～1)代入占空比d，可以看出，對于0.5 的占空比，發生了最大的功率傳遞。

3 仿真和實驗驗證

3.1 仿真驗證

使用MATLAB 軟件進行了詳細的仿真，以驗證第2 節中設計的基于GaN 的大功率DC/DC 轉換器的性能。 本節介紹使用MATLAB 軟件的仿真結果。仿真結果適用于10 kW DAB 轉換器。 圖5 顯示了轉換器的Simulink 模型。

圖5 基于GaN 的大功率DC/DC變換器Simulink 仿真模型

表2 仿真模型主要參數

圖6 軟開關仿真波形圖分析

在圖7 中，Io-1和Uo-1是傳統雙向DC/DC 變換器處于穩定狀態時的輸出電流和電壓，而Io-2和Uo-2是優化后處于穩態時的輸出電流和電壓。 傳統的電流紋波約為1 A。 優化后，電流紋波減小到0.01 A。可以看到，經過優化，可以有效降低DC/DC 輸出電流和電壓紋波，并可以實現輸出功率為10 kW 的穩定輸出。

3.2 實驗驗證

為了驗證本文描述的拓撲的準確性，我們設計了具有20 kHz 功率傳輸的7 kW 實驗原型。 具體參數:d ＝0.5，VH＝390 V，VL＝180 V，變壓器匝數比N＝1，耦合電感L ＝61 μH，負載R ＝5 Ω。 測量結果如圖8 所示。

圖8 顯示了全橋產生的電壓和變壓器電流，圖9 中顯示了高壓側GaN 的電流和電壓波形，以及電感電流和輸出電壓波形。

圖7 與傳統的DC/DC 相比輸出電流輸出電壓波形圖

圖8 全橋產生的電壓和變壓器電流

圖9 高壓側GaN 的電流，電壓波形，電感電流和輸出電壓波形

圖10 低壓側GaN 的電流和電壓波形以及輸出電流波形

圖10 顯示了低壓側GaN 的電流和電壓波形以及輸出電流波形。 低壓側GaN 電壓，電流和變壓器電壓中出現的振蕩是由于在器件開關瞬變期間電感器和緩沖電容器之間發生諧振。 在7 kW 時，轉換器的效率為90%。 預期的穩態值是IP＝79.7 A，IO＝39.8 A，IL1＝40.7 A，IRM＝51.7 A，測量結果是IP＝73 A，IO＝35 A，IL1＝31 A，IRM＝47 A。 實驗結果，模擬結果和數學分析之間有很好的一致性。

4 結論

本文介紹了基于GaN 器件的大功率雙向DC-DC變換器并對其性能進行驗證。 變換器已使用MATLAB 封裝建模。 它具有體積小、高功率輸出、損耗小，電流紋波小，無功功率小，效率高等優勢。變換器獲得的仿真和實驗結果驗證了以其作為分布式能源系統，飛機船舶等大功率設備的電力電子轉換器具有良好的性能。