航天服浪涌抑制電路設計和應用研究

姚麗坤，姚 飛，付宗寶，田長盛，李 冰

(中國航天員科研訓練中心，北京 100094)

0 引言

航天服一次供電采用28 V直流供電，有兩路獨立的供電電源，為防止后端負載短路造成整個電源短路，供電電源采取了過流保護措施[1]。兩路電源切換由航天員在軌操作手動控制開關實現，為減小航天員在軌著服加壓操作難度，同時考慮電子產品技術成熟性，對不影響航天員生命安全的傳感器、數據處理機、顯示器等用電設備，不設置單獨的供電開關，而是由總電源開關進行設備加、斷電控制。這樣總電源初始加電前，后端負載處于斷電不工作狀態，而兩路總電源啟動后，由一路切換至另一路時，后端負載處于加電工作狀態，即航天服的供電工況包括電源初始加電和電源帶載切換加電兩種工作模式。

由于航天服供電系統復雜，用電設備多，各單機設備并不是純阻性負載，而表現為容性、感性負載，特別是為了有效抑制干擾，各用電設備在設計時采用輸入端接有濾波電容的DC-DC電源模塊，以提高設備在干擾環境下工作的可靠性[2]。由于DC-DC電源的使用，在加電的瞬間，會在其供電母線上產生一個很大的電流，這就是我們通常所說的浪涌電流。浪涌電流產生的原因是由于DC-DC電源模塊前端使用的容性器件，使供電負載往往呈現容性特性，當此類電路接入供電母線中時，由于濾波電容處于尚未充電的初始狀態，供電電源接通的瞬間母線上便會產生較大的浪涌電流值[3]。浪涌電流的產生不僅給設備中元器件帶來很大的瞬時應力，有可能造成元器件受損，使電路失效[4]，還可能超過電源母線的過流保護閾值，使電源不工作，導致掛在母線上的用電設備斷電停止工作。因此，對航天服輸入電流浪涌進行抑制來保護供電系統的安全，是十分必要的[5]。使用最為普遍的浪涌電流抑制方法是在電路中插入適當的線性阻抗來抑制開機浪涌電流，該方法適用于使用溫度環境要求不高的小功率電源的場合[6]。而航天服使用環境復雜，供電系統可靠性求高，傳統方法的局限性決定了其在航天型號電源中必將被新的浪涌抑制方式所取代[7]。基于MOS管具有完全導通時的通態電阻只有幾十毫歐，MOS管通斷易于控制，開關速度快等特點[8]，航天服一次供電母線采用MOS開關管浪涌抑制方案來抑制電源啟動瞬間大電流的產生，從而保護電源和用電設備的安全。

根據航天服的供電模式，初始加電時，一路電源接通，經過流保護電路后，通過總的浪涌抑制電路，輸出至各設備濾波電路和DC/DC變換模塊，提供設備供電；帶載切換加電時，另一路電源接通，經過流保護電路后，仍通過總的浪涌抑制電路，輸出至各設備濾波電路和DC/DC變換模塊，給設備供電。在兩種工作模式下，對原設計的浪涌抑制電路進行測試，發現初始加電時，原浪涌抑制電路正常工作，可將啟動瞬間供電母線上的電流限制在允許范圍內，后端負載平穩加電；而電源切換加電時，供電母線上卻產生了較大的浪涌電流，浪涌抑制電路沒能起作用，導致供電母線過流保護，掛在母線上的所有用電設備斷電停止工作。本文針對該現象，詳細分析了浪涌抑制電路的工作原理，提出了一種可行的浪涌電流抑制方法，改進了浪涌抑制電路，并通過仿真分析和實驗測試，對改進電路的浪涌抑制效果進行了驗證。

1 原浪涌抑制電路原理

航天服供電系統要求，滿載情況下供電母線上的浪涌電流峰值不大于3 A，最初設計的浪涌抑制電路如圖1所示，由MOS開關管V2、電阻R1、電阻R2、電容C1、電容C2組成的延時網絡以及穩壓二極管V1組成。MOS開關管V2串聯在28 V供電正線上，其柵極電壓受專門設計的RC網絡控制，當初始加電時，母線通過R1、R2向電容C1、C2充電，由于電容C1、C2兩端電壓緩慢升高，開始時MOS管柵極電壓低于導通閾值，漏源截止，隨著電容C1、C2逐漸充電，MOS管柵源電壓逐漸升高，漏極與源極阻抗逐漸降低，達到閾值電平，V2導通，完成對電路后端電容(包括濾波電容以及容性負載電容)的恒流充電，從而使MOS開關管起到浪涌電流抑制作用[9]。穩壓二極管V1保護MOS管柵源電壓在安全范圍內，防止高壓擊穿損壞。電路中V1選用ZW61穩壓二極管，正常工作電壓13～14 V，各阻容參數的選取如圖1所示。通過測試證明這種MOS管開關電路對容性負載有很強的適應能力，適當延長開通時間，能夠很好地抑制電容充電瞬間所產生的浪涌電流[10]。該電路外圍器件只有少數電阻電容，在實現抑制功能的同時，具有功耗低、電路易于實現、控制電路簡單、可靠性高等特點。

圖1 航天服浪涌抑制電路

2 存在問題

2.1 電源初始加電時浪涌抑制功能測試

接實際負載對圖1電路抑制效果進行測試，初始加電時啟動電流波形如圖2所示，由圖可知，啟動電流峰值2.7 A，滿足不大于3 A的要求。

圖2 初始加電時浪涌電流波形

2.2 電源帶載切換時浪涌抑制功能測試

通過開關切換至另一路電源工作時，啟動電流波形如圖3所示，峰值達11.3 A，遠大于3 A，超過供電母線過流保護閾值，導致電源過流保護，負載斷電停止工作。

圖3 電源切換時浪涌電流波形

2.3 問題分析

兩種工況下，采用同樣的浪涌抑制電路，為什么電源帶載切換時電路沒起作用？分析圖1電路，初始加電穩定后MOS管柵極電壓Vu可通過下式計算：

Vu=E×R1/(R1+R2)

(1)

式中，E為電源電壓。

圖1電路中，E為28 V，R1為20 kΩ，R2為36 kΩ。計算可得MOS管柵極電壓Vu為10 V。查看圖3，電源切換時MOS管柵極電壓維持在10 V左右，與計算的穩態工作電壓一致，說明此時MOS管處于導通狀態，無法控制負載緩慢加電，從而沒能起到控制浪涌電流的作用。

進一步分析，電源帶載切換過程中，手動開關有2～6 ms的短暫斷電過程，在此時間內電容C1端電壓從10 V開始放電，放電時間常數τ通過下式計算：

τ=RC

(2)

式中，R為等效電阻，C為等效電容。

電路中R為R1與R2的并聯阻值，C為C1、C2的串聯電容，計算可得放電時間常數τ約為30 ms。

放電時間t計算公式為：

t=τln(Vu/Vt)

(3)

式中，Vu為電容放電時的初始電壓(即MOS管柵極電壓)，Vt為任意時刻t電容上的電壓。

電路中，τ為30 ms，Vu取10V，t取2～6 ms，計算可得Vt為8.2～9.35 V。即開關切換2～6 ms斷電時間內，電容電壓從10 V降至8.2～9.35 V，MOS管柵極電壓也被鉗位在8.2～9.35 V，仍高于其開啟電壓2～4 V，因此在2～6 ms時間內，MOS無法關斷，再次加電時起不到浪涌抑制的作用，導致出現了11.3 A的峰值電流。

3 浪涌抑制電路改進設計

通過上述問題分析，電源切換時要使浪涌抑制電路能夠正常起作用，應加快電容電荷泄放速率，使開關轉換2～6 ms斷電時間內，MOS管柵極電壓降低到2 V以下，確保其正常關斷。根據公式(2)，加快電容泄放速率，應減小放電時間，也就是減小電阻R和電容C的值。由圖1可知，電容充、放電回路相同，充、放電時間常數均由R、C決定，減小R、C的值，可減小放電時間，同時也會減小充電時間，這將影響上電時MOS管漏極電壓線性下降的斜率，該斜率決定浪涌電流的最大幅值，為保證上電時浪涌電流峰值不超過3 A，減小放電時間的同時還應保持充電時間基本穩定。

為此應采用不同的充、放電回路，在原浪涌抑制電路基礎上，設計專門的MOS管柵極電壓快速泄放通道，以達到設計目的。改進后的浪涌抑制電路如圖4所示，增加一組電阻R4、R5，并聯在原浪涌抑制電路前端，作為放電時電容電荷的專用泄放通道；取消原有的穩壓管V1，增加一只隔離二極管V3，將放電電路和充電電路相對隔離。利用二極管的單向導電性，電源加電時使V3正端電壓低于負端電壓，V3截止，28 V仍通過R1、R2給C1、C2充電，負載緩慢加電，浪涌電流得以抑制；電源切換時，在2～6 ms斷電時間內，V3負端電壓快速降至0 V，正端電壓高于負端電壓，V3導通，電容電壓通過R1、R2、R4、R5并聯網絡快速泄放，MOS管迅速恢復至關斷狀態。這樣開關切換接通另一路電源時，MOS管可正常導通，起到浪涌抑制作用。

圖4 改進后的浪涌抑制電路

在原電路基礎上，調整各阻容元件的參數，設置不同的充放電時間，以實現初始加電及電源切換加電瞬間浪涌電流都可以得到有效抑制，各元件參數取值詳見圖4，主要考慮如下：

1)C1、C2的選取：為加快放電速率，增加R4、R5泄放通道的同時，適當降低C1、C2的等效電容，以減少斷電過程中需要泄放的電荷數量。本例中將C1、C2電容值由4.7 μF降至0.47 μF，串聯后的等效容值由2.35 μF降至0.235 μF。

2)R1、R2的阻值：R1、R2的阻值調整主要考慮兩個因素:1)根據C1、C2容值降低，適當提高R1、R2阻值，以維持浪涌抑制電路充電時間基本穩定；2)為通過調整R1、R2分壓，使加電過程中V3正端電壓低于負端電壓，并能適當降低電容C1端充滿電時的電壓，以進一步加快放電速率。經計算驗證，將R1由36 k Ω增大至220 k Ω，R2由20 k Ω增大至82 k Ω，通過公式(2)計算，充電時間常數τ由30 ms變為14 ms，通常認為經過3個充電時間常數τ后，電容已充滿，因此電容充滿時間由90 ms變為42 ms，保持在一個數量級，基本穩定；電容C1正端電壓由10 V降至7.6 V，能夠保證MOS管的正常開啟。

3)R4、R5的阻值：為加快泄放速率，R4、R5作為專用泄放通路并聯在R1、R2兩端，其阻值的選取應配合R1、R2、C1、C2，使電路放電時間小于2～6 ms；同時通過R4、R5分壓，確保加電過程中V3負端電壓高于正端電壓，V3關斷。經計算驗證，R4取值4.7 k Ω，R5取值2.2 k Ω。放電時間根據公式(2)、公式(3)計算，放電時間常數為343.5 μs，電容從充滿時的7.6 V放電至2 V時所用時間為463 μs，遠小于2 ms。加電時，V3負端電壓通過R4、R5分壓獲得，計算為8.9 V，高于其正端電壓7.6 V，V3能夠關斷。

4)取消原有的穩壓管V1：電路更改后，原V1管不在起作用，原因是若C1端電壓異常增高超過8.9 V，V3正端電壓高于負端電壓導通，導通電壓0.2 V，C1端電壓被限制在9.1 V左右，即MOS管柵極電壓也被鉗位于9.1 V，不會受高壓沖擊，因此穩壓管V1去除后，不影響保護功能。

4 仿真分析

搭建仿真平臺，對改進前和改進后電路的浪涌抑制效果進行分析。改進前電容電壓從10 V開始泄放，放電波形如圖5所示，從10 V降至2 V所需時間為48.55 ms。改進后電容電壓從7.6 V開始泄放，放電波形如圖6所示，從7.6 V降至2 V所需時間為554.5 μs。可以看出，改進后電路泄放時間大大縮短，遠小于2 ms。

圖5 改進前MOS管柵極電壓泄放波形

圖6 改進后MOS管柵極電壓泄放波形

對改進后電路的充、放電趨勢進行仿真，仿真結果如圖7所示。可以看出，MOS管從7.6 V放電至0 V，然后又從0 V充電至7.6 V，放電時間短小于2 ms，而充電時間較長約40 ms，實現了充電時間基本穩定，放電時間快速減小的目的，與設計思想一致。

圖7 改進后充/放電波形

5 實驗驗證

制作圖4的浪涌抑制電路板，連接2路電源和負載進行測試。設備初始加電時啟動電流波形如圖8所示，最大峰值電流2.65 A。通過手動開關切換電源，啟動電流波形如圖9所示，最大峰值電流2.63 A。可以看出，兩種情況下啟動電流波形一致，峰值均不大于3 A。

圖8 初始加電時浪涌電流波形(改進后)

通過對比圖3和圖9可以看出，改進前浪涌電流峰值11.3 A，改進后浪涌電流峰值2.63 A，電源切換上電瞬間電流波形明顯改善，幅值大幅度減小，有效地解決了帶載切換過程中浪涌電流過大的問題。

圖9 電源切換時浪涌電流波形(改進后)

6 結束語

本文針對航天服電源切換時出現的浪涌抑制功能失效問題，詳細分析了浪涌抑制電路原理，提出了一種改進設計思路和方法，增加了MOS管柵極電壓快速泄放通道，采用相對獨立的充電電路和放電回路，確保充電時間基本穩定，放電時間大大縮短。經仿真分析和實驗測試，證明了改進電路的浪涌抑制效果良好，有效解決了帶載切換過程中浪涌電流過大引起母線過流保護的問題，能夠很好地應用于航天服供電設備中。