基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組在線投入策略

魯江，董云龍，張慶武，甘宗躍，盧宇，田杰

(1.南京南瑞繼保電氣有限公司,江蘇 南京 211102；2.中國(guó)南方電網(wǎng)有限責(zé)任公司超高壓輸電公司,廣東 廣州 510663)

0 引言

特高壓直流輸電(high voltage direct current，UHVDC)具有傳輸容量大、距離遠(yuǎn)、損耗低等優(yōu)點(diǎn)，是實(shí)現(xiàn)能源優(yōu)化配置的有效途徑。國(guó)內(nèi)已投運(yùn)的UHVDC工程普遍采用基于電網(wǎng)換相換流器(line commutate converter，LCC)串聯(lián)的方式[1—3]。隨著柔性直流輸電技術(shù)的發(fā)展，模塊化多電平換流器(modular multilevel converter，MMC)的電壓及容量已逐步接近LCC的水平。送受端分別采用LCC換流閥組串聯(lián)、MMC換流閥組串聯(lián)構(gòu)成的特高壓混合直流輸電系統(tǒng)已進(jìn)入工程實(shí)施階段[4]。

目前，基于LCC的閥組在線投入技術(shù)已成熟并工程應(yīng)用[5—10]。采用閥組串聯(lián)技術(shù)的基本要求是能夠?qū)崿F(xiàn)“閥組在線投入”。由于換流器工作原理的差別，基于LCC的閥組在線投入策略并不能直接用于MMC，需要結(jié)合MMC的工作特性來(lái)制定相應(yīng)的策略。

為簡(jiǎn)化閥組區(qū)域的開(kāi)關(guān)刀閘配置及在線投入的順控操作流程，在MMC換流器解鎖前的充電階段推薦采用閥組直流側(cè)經(jīng)旁路開(kāi)關(guān)(bypass switch，BPS)短接后充電的方式[11—12]。針對(duì)常規(guī)基于半橋子模塊(half bridge sub-module，HBSM)的半橋MMC，如在直流側(cè)短接狀態(tài)下充電，將出現(xiàn)短路過(guò)流而導(dǎo)致充電失敗，因此須采用具有直流短路阻斷能力的MMC拓?fù)洌缁谌珮蜃幽K(full bridge sub-module，F(xiàn)BSM)的全橋MMC或基于全橋、半橋子模塊混合的混合型MMC。

混合型MMC綜合了半橋與全橋MMC的優(yōu)點(diǎn)。目前，針對(duì)混合型MMC的研究主要集中在運(yùn)行控制特性、交直流故障穿越等方面[13—18]，而對(duì)閥組在線投入的研究成果偏少。文獻(xiàn)[11—12]分別研究了混合型MMC在線投入前的充電策略，可實(shí)現(xiàn)直流側(cè)短接充電。文獻(xiàn)[19]研究了混合型MMC閥組投入過(guò)程中的子模塊電容均壓?jiǎn)栴}，提出了基于環(huán)流注入的均壓策略，但實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜。針對(duì)混合型MMC閥組在線投入機(jī)理及關(guān)鍵策略的實(shí)現(xiàn)方式尚未有深入報(bào)道。

首先，文中闡述基于混合型MMC的特高壓柔直閥組在線投入過(guò)程及關(guān)鍵點(diǎn)；其次，分析混合型MMC閥組的控制特性及在線投入過(guò)程的等效回路；然后，結(jié)合等效回路對(duì)閥組在線投入過(guò)程關(guān)鍵策略進(jìn)行詳細(xì)分析，并提出基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組在線投入策略的實(shí)現(xiàn)方案；最后，通過(guò)實(shí)時(shí)數(shù)字仿真平臺(tái)試驗(yàn)驗(yàn)證所提策略的有效性。

1 特高壓柔直閥組在線投入過(guò)程及關(guān)鍵點(diǎn)

圖1 特高壓混合直流輸電系統(tǒng)拓?fù)銯ig.1 Topology structure of the hybrid UHVDC transmission system

逆變站混合型MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。每個(gè)橋臂由NFB個(gè)FBSM、NHB個(gè)HBSM和1個(gè)橋臂電抗器串聯(lián)而成，兩種類(lèi)型子模塊的電容值C及工作電壓額定值UcN相同。UdV為混合型MMC直流電壓；IdV為直流電流；ujo(j=a，b，c)為交流相電壓；o為假想的電壓中性點(diǎn)；ij為交流電流；upj，unj分別為上、下橋臂電壓；ipj，inj分別為上、下橋臂電流；L0為橋臂電抗器電感；R0為橋臂等效電阻。

圖2 混合型MMC拓?fù)銯ig.2 Topology of the hybrid MMC

文中以高壓MMC閥組在線投入為例進(jìn)行分析。閥組投入前其BPS、AI、CI均為合位，BPI為分位，直流電流經(jīng)高壓閥組BPS流入運(yùn)行中的低壓閥組。參考成熟的LCC閥組在線投入過(guò)程，高壓MMC閥組在線投入可采用如下步驟：

(1) 合上交流進(jìn)線開(kāi)關(guān)，通過(guò)直流側(cè)短接充電方式將MMC閥組子模塊電容電壓充至接近額定值，該步驟可參照文獻(xiàn)[11]中提出的方案實(shí)現(xiàn)；

(2) 在直流側(cè)短接狀態(tài)下解鎖MMC閥組；

(3) 先控制流過(guò)MMC閥組BPS的直流電流，使之降至零，之后將其拉開(kāi)；

(4) 抬升MMC閥組直流電壓至最終的穩(wěn)態(tài)目標(biāo)值，閥組投入過(guò)程結(jié)束。

由于MMC與LCC的工作特性存在較大差異，對(duì)于MMC閥組在線投入步驟中的關(guān)鍵控制策略須進(jìn)行專(zhuān)門(mén)研究，具體包括：

(1) 關(guān)鍵點(diǎn)一。在步驟2中，解鎖后須避免直流側(cè)出現(xiàn)過(guò)流并保持穩(wěn)定運(yùn)行。這是由于高壓MMC閥組直流側(cè)經(jīng)旁路開(kāi)關(guān)短接，其直流側(cè)回路阻抗很小，且全橋、半橋子模塊均存在電容儲(chǔ)能元件。

(2) 關(guān)鍵點(diǎn)二。在步驟3中，為盡可能減小在線投入過(guò)程對(duì)直流傳輸功率造成的擾動(dòng),須實(shí)現(xiàn)直流電流由旁路開(kāi)關(guān)向MMC的快速平滑轉(zhuǎn)移。同時(shí)應(yīng)引起注意的是：旁路開(kāi)關(guān)通常所采用的常規(guī)交流開(kāi)關(guān)須借助電流過(guò)零點(diǎn)才能熄弧斷開(kāi)，故應(yīng)保證旁路開(kāi)關(guān)在分閘前存在可靠電流過(guò)零點(diǎn)，以避免無(wú)電流過(guò)零點(diǎn)而分閘失敗。

(3) 關(guān)鍵點(diǎn)三。在MMC閥組在線投入全過(guò)程中，須保證全橋、半橋子模塊的電容電壓均衡，避免因子模塊欠壓、過(guò)壓導(dǎo)致閥組投入失敗。

文中將結(jié)合混合型MMC控制特性，對(duì)上述閥組在線投入過(guò)程關(guān)鍵策略進(jìn)行分析，并給出實(shí)現(xiàn)方案。

2 基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組在線投入策略

2.1 混合型MMC閥組控制特性分析

對(duì)于混合型MMC，全橋子模塊可通過(guò)負(fù)電平輸出使其具有過(guò)調(diào)制能力，實(shí)現(xiàn)直流降壓運(yùn)行。在此，定義直流調(diào)制度mdV為：

(1)

式中：UdVN為混合型MMC的額定直流電壓。

由式(1)可知，當(dāng)mdV=1時(shí)，混合型MMC按額定直流電壓運(yùn)行；當(dāng)0

根據(jù)混合型MMC的子模塊連接特征，假設(shè)各橋臂的工作子模塊電容電壓平均值相同。在穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下可忽略L0，R0壓降，混合型MMC直流電壓可表示為：

UdV=upj+unj=(Npj+Nnj)Uc

(2)

式中：Npj，Nnj分別為各相上、下橋臂投入的子模塊數(shù)；Uc為子模塊電容電壓平均值。

由式(2)可知，在子模塊電容電壓穩(wěn)定的情況下，混合型MMC直流電壓由各相上、下橋臂投入子模塊的等效總電平數(shù)確定。

引入直流調(diào)制度后，設(shè)定mdV為控制目標(biāo)，直流電壓目標(biāo)值即為mdVUdVN，混合型MMC直流電壓可表示為：

(3)

由式(3)可知，在子模塊電容電壓穩(wěn)定于額定值時(shí)，調(diào)整mdV可實(shí)現(xiàn)對(duì)混合型MMC直流電壓的控制。因此，維持子模塊電容電壓的穩(wěn)定是控制混合型MMC直流電壓的關(guān)鍵。

從能量平衡角度來(lái)看，MMC換流器交流側(cè)與直流側(cè)的能量差等于換流器所有工作子模塊電容儲(chǔ)能的變化量[20—22]。對(duì)于逆變站MMC，直流側(cè)輸入MMC的能量Wdc、MMC輸出至交流側(cè)的能量Wac及MMC所有工作子模塊電容儲(chǔ)能變化量ΔWMMC之間滿足：

Wdc=Wac+ΔWMMC

(4)

如控制各工作子模塊電容平均儲(chǔ)能恒定，則ΔWMMC可趨近于0，換流器交流側(cè)與直流側(cè)能量進(jìn)入平衡狀態(tài)。各工作子模塊電容平均儲(chǔ)能Wc可表示為：

(5)

由式(5)可知，控制Wc恒定可同時(shí)維持子模塊電容電壓的穩(wěn)定。

2.2 特高壓柔直閥組在線投入過(guò)程等效回路

為便于分析基于混合型MMC的特高壓柔直閥組的在線投入過(guò)程，需建立相應(yīng)的一次等效回路。混合型MMC的橋臂電流方程[23—24]為：

(6)

式中：icom為同時(shí)流經(jīng)上、下橋臂的電流，其包含直流電流分量及內(nèi)部相間環(huán)流分量icir。

根據(jù)基爾霍夫電壓定律，橋臂電壓方程為：

(7)

式(7)上、下兩式相加可得直流側(cè)電壓方程：

(8)

在環(huán)流抑制措施起效條件下，icom中的icir分量可以忽略，式(8)可以表示為：

(9)

式中：ucom=upj+unj。

根據(jù)式(9)，待投入高壓MMC解鎖后其直流側(cè)等效回路可表示為圖3(a)，其中換流器等效電阻Req和等效電感Leq分別為：

圖3 高壓MMC閥組解鎖后的直流回路Fig.3 DC circuit after high voltage MMC deblocked

(10)

式中：橋臂等效電阻R0包括橋臂電抗器電阻RL和橋臂開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通電阻RB。在不計(jì)及子模塊旁路退出的情況下，混合型MMC不論處于投入還是退出狀態(tài)，各橋臂中的半橋子模塊均有1組開(kāi)關(guān)管串于橋臂中,全橋子模塊均有2組開(kāi)關(guān)管串于橋臂中，因此R0為：

R0=RL+RB=RL+(NHB+2NFB)Ron

(11)

式中：Ron為單個(gè)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻。

在圖3(a)中，高壓MMC解鎖且BPS分開(kāi)前，直流側(cè)回路滿足：

(12)

式中：IdBPS為旁路開(kāi)關(guān)電流；RBPS為旁路開(kāi)關(guān)通態(tài)電阻，一般不大于1 mΩ。

2.3 特高壓柔直閥組在線投入過(guò)程策略分析

針對(duì)第1章所述各關(guān)鍵點(diǎn)進(jìn)行策略分析：

(1) 關(guān)鍵點(diǎn)一。結(jié)合圖3(a)，在高壓MMC的初始解鎖階段，BPS處于合位，MMC直流側(cè)回路電阻由Req與RBPS串聯(lián)組成，其阻值一般為百毫歐級(jí)。為避免直流側(cè)出現(xiàn)過(guò)流，高壓MMC解鎖后須穩(wěn)定輸出零直流電壓。

由2.1節(jié)分析可知，在子模塊電容電壓穩(wěn)定于額定值的前提下,將混合型MMC的mdV設(shè)定為0后解鎖可實(shí)現(xiàn)輸出零直流電壓。在mdV解鎖狀態(tài)下，各相上、下橋臂電壓分別為：

(13)

即各相上橋臂電壓與交流電壓反相、下橋臂電壓與交流電壓同相。

(2) 關(guān)鍵點(diǎn)二。在高壓MMC進(jìn)入零壓解鎖狀態(tài)后，可啟動(dòng)直流電流轉(zhuǎn)移過(guò)程。在高壓MMC解鎖且BPS分開(kāi)前，直流電流Idc，閥組電流IdV，旁路開(kāi)關(guān)電流IdBPS滿足：

Idc=IdV+IdBPS

(14)

由式(14)可知，如將IdV平滑控制至與Idc相等，IdBPS將下降至0，旁路開(kāi)關(guān)將具備執(zhí)行分閘操作的條件。由式(12)可知，為使直流電流由旁路開(kāi)關(guān)全部轉(zhuǎn)移至換流器，逆變站MMC閥須輸出負(fù)直流電壓。由2.1節(jié)知，當(dāng)控制混合型MMC的mdV至負(fù)值時(shí)，可使其輸出負(fù)直流電壓并達(dá)到相應(yīng)控制目標(biāo)。

在直流電流轉(zhuǎn)移過(guò)程結(jié)束后，流過(guò)旁路開(kāi)關(guān)的電流將接近于0，但該狀態(tài)不能確保旁路開(kāi)關(guān)存在可靠的電流過(guò)零點(diǎn)。經(jīng)分析，通過(guò)在高壓MMC的mdV疊加一個(gè)直流諧波調(diào)制度mHarm，可使其在直流側(cè)主動(dòng)輸出一個(gè)具有諧波特性的電壓uHarm。該電壓在直流側(cè)回路中產(chǎn)生的諧波電流可使旁路開(kāi)關(guān)電流產(chǎn)生持續(xù)交替的正、負(fù)向過(guò)零點(diǎn)，對(duì)應(yīng)的直流側(cè)等效回路如圖3(b)所示。直流諧波調(diào)制度mHarm的頻率可設(shè)置為工頻的正整數(shù)倍，其表達(dá)式如下：

mHarm=MHsin(nωNt)

(15)

式中：MH為直流諧波調(diào)制度峰值；ωN為工頻角頻率；n為諧波次數(shù)。

根據(jù)電路疊加原理，該直流諧波調(diào)制度在高壓MMC直流側(cè)回路中產(chǎn)生的諧波電流如下：

(16)

(17)

為保證旁路開(kāi)關(guān)電流存在可靠過(guò)零點(diǎn)，諧波電流須達(dá)到一定幅值。由式(17)可知，在相同的諧波電流峰值下，直流諧波調(diào)制度的峰值與其設(shè)定頻率成反比，且直流諧波調(diào)制度產(chǎn)生的諧波電流峰值與直流功率大小無(wú)關(guān)。

(3) 關(guān)鍵點(diǎn)三。在高壓MMC閥組BPS分開(kāi)后的直流電壓升壓起始階段，由于閥組直流電壓接近0，故換流器的交、直流側(cè)功率均接近0，其橋臂電流主要成分為流過(guò)換流器的直流電流。對(duì)逆變站MMC而言，其橋臂電流在該階段會(huì)持續(xù)為正。全橋子模塊由于可以輸出負(fù)電平，在正向橋臂電流下仍可維持子模塊電容電壓穩(wěn)定；從而半橋子模塊將被持續(xù)充電，這易引發(fā)子模塊過(guò)壓導(dǎo)致閥組投入失敗，須采取必要的均壓控制策略。

2.4 特高壓柔直閥組在線投入策略實(shí)現(xiàn)方案

為實(shí)現(xiàn)2.3節(jié)閥組在線投入相關(guān)策略，文中設(shè)計(jì)的基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組控制器如圖4所示。圖中QV為MMC閥組的無(wú)功實(shí)際值；usd，usq分別為交流電壓的d，q軸分量；isd，isq分別為交流電流的d，q軸分量。

圖4 特高壓柔直閥組控制器結(jié)構(gòu)Fig.4 Structure of VSC-UHVDC valve group controller

子模塊電容儲(chǔ)能控制器以子模塊平均儲(chǔ)能恒定于1.0 p.u.為控制目標(biāo)，并作為MMC控制器的有功外環(huán)，保證子模塊電容電壓在閥組投入過(guò)程中穩(wěn)定于額定值。

直流電流轉(zhuǎn)移控制器以IdV與Idc相等為控制目標(biāo)，輸出為直流調(diào)制度，通過(guò)動(dòng)態(tài)調(diào)整負(fù)向直流調(diào)制度實(shí)現(xiàn)逆變站直流電流由旁路開(kāi)關(guān)向換流器的快速轉(zhuǎn)移。由于MMC直流側(cè)回路阻抗較小，該控制器的輸出須進(jìn)行必要限幅，避免換流器輸出過(guò)大的直流負(fù)壓。

直流諧波調(diào)制度控制單元在直流電流轉(zhuǎn)移過(guò)程結(jié)束后啟動(dòng)，主動(dòng)疊加的直流諧波調(diào)制度須預(yù)設(shè)合適的頻率及峰值。較高的頻率可以降低直流諧波調(diào)制度的峰值，并縮短可靠過(guò)零的檢測(cè)時(shí)間。如考慮到控制系統(tǒng)控制頻率的限制，過(guò)高的頻率會(huì)導(dǎo)致諧波擬合失真。以控制頻率10 kHz為例，直流諧波調(diào)制度的頻率選定300 Hz較合適。

檢測(cè)旁路開(kāi)關(guān)電流是否出現(xiàn)穩(wěn)定交替的正、負(fù)向過(guò)零點(diǎn)且電流峰值大于設(shè)定值，該特征的持續(xù)時(shí)間達(dá)到設(shè)定的延時(shí)后發(fā)出分開(kāi)旁路開(kāi)關(guān)命令。開(kāi)關(guān)分開(kāi)后，可立即將疊加的直流諧波調(diào)制度撤除。之后，當(dāng)控制高壓MMC直流調(diào)制度按斜率爬升至穩(wěn)態(tài)目標(biāo)值時(shí)，閥組在線投入過(guò)程完成。穩(wěn)態(tài)目標(biāo)值由直流調(diào)制度分配單元依據(jù)逆變站出口的本極直流電壓目標(biāo)值Udc2-ref與1/NVUdVN的乘積確定，其中NV為本極實(shí)際運(yùn)行的閥組數(shù)量。基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組在線投入完整流程見(jiàn)圖5。

圖5 特高壓柔直閥組在線投入流程Fig.5 Entry processof VSC-UHVDC valve group

對(duì)于閥組在線投入過(guò)程中全橋、半橋子模塊的電容均壓控制，采用的原則與文獻(xiàn)[13—14]相同，即在任何時(shí)刻，橋臂內(nèi)不允許同時(shí)存在正投入模塊和負(fù)投入模塊。文中對(duì)文獻(xiàn)[14]中所提策略進(jìn)行了優(yōu)化，基于全橋、半橋子模塊電容電壓進(jìn)行統(tǒng)一排序控制，提高了半橋子模塊投入的靈活性，取得更好的均壓效果，具體實(shí)現(xiàn)如圖6所示。

圖6 子模塊電容電壓均壓策略Fig.6 Voltage balancing strategy for the sub-module capacitors

當(dāng)橋臂輸出電平數(shù)N為正值時(shí)，全橋及半橋子模塊均可參與正投入，當(dāng)橋臂輸出電平數(shù)為負(fù)值時(shí)，只有全橋子模塊參與負(fù)投入，實(shí)際投入的子模塊依據(jù)圖6中全橋、半橋子模塊電容電壓統(tǒng)一排序的結(jié)果確定。

3 仿真系統(tǒng)建立與驗(yàn)證

3.1 仿真系統(tǒng)建立

為了驗(yàn)證文中提出的基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組在線投入策略，基于實(shí)時(shí)數(shù)字仿真器(real time digital simulator，RTDS)、實(shí)際控制保護(hù)設(shè)備搭建閉環(huán)試驗(yàn)系統(tǒng)開(kāi)展了仿真驗(yàn)證。試驗(yàn)采用圖1的一次系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。該特高壓混合直流系統(tǒng)的基本控制模式為整流站LCC控制直流功率/電流、逆變站MMC控制直流電壓；雙極直流額定功率為3 000 MW；直流額定電壓為800 kV；直流額定電流為1 875 A。換流站主要參數(shù)如表1所示。

表1 混合型MMC換流器參數(shù)Table 1 Parameters of the hybrid MMC converter

3.2 仿真結(jié)果與分析

極1在直流電壓400 kV、直流電流1 875 A的低壓閥組額定運(yùn)行工況下進(jìn)行高壓閥組在線投入測(cè)試，逆變站高壓MMC仿真波形如圖7所示。圖7中Ucpj-FB，Ucpj-HB分別為三相上橋臂全橋、半橋子模塊電容電壓平均值；mharmUdVN為直流諧波調(diào)制度對(duì)應(yīng)電壓值；mdVUdVN為直流調(diào)制度對(duì)應(yīng)電壓值。

圖7 額定工況下高壓MMC在線投入波形Fig.7 Waveforms for high voltage MMC entry under rated condition

在待投入高壓MMC解鎖前，先采用直流側(cè)短接充電方式將各子模塊電容電壓充至接近額定值。

0.6 s時(shí)閥組投入指令信號(hào)(V_ENRTY_ORD)到達(dá)，10 ms后高壓MMC閥組以零直流調(diào)制度解鎖(DEBLOCKED)并進(jìn)入零直流電壓狀態(tài),閥組電流穩(wěn)定、未出現(xiàn)過(guò)流現(xiàn)象。

0.64 s時(shí)啟動(dòng)直流電流轉(zhuǎn)移控制，在轉(zhuǎn)移起始階段，高壓MMC閥組輸出較大負(fù)向直流調(diào)制度以加快直流電流轉(zhuǎn)移。隨著旁路開(kāi)關(guān)電流IdBPS的下降，負(fù)向直流調(diào)制度逐漸減小，在轉(zhuǎn)移過(guò)程完成時(shí)旁路開(kāi)關(guān)電流降至接近零電流，負(fù)向直流調(diào)制度對(duì)應(yīng)電壓值mdVUdVN用于匹配等效電阻Req的壓降。

0.77 s時(shí)啟動(dòng)直流諧波調(diào)制度疊加，其頻率為300 Hz，對(duì)應(yīng)電壓值mHarmUdVN的峰值為10 kV。在直流諧波調(diào)制度作用下，旁路開(kāi)關(guān)電流中出現(xiàn)同頻率的諧波電流，其峰值約為142 A，與按照式(16)計(jì)算的理論值145 A基本一致，旁路開(kāi)關(guān)電流持續(xù)交替正、負(fù)向過(guò)零。

0.8 s時(shí)旁路開(kāi)關(guān)電流過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)完成后發(fā)出分開(kāi)旁路開(kāi)關(guān)命令(BPS_OPEN_ORD)，在旁路開(kāi)關(guān)合位信號(hào)(BPS_CLOSE_IND)消失后，直流諧波調(diào)制度撤除。

1.05 s時(shí)啟動(dòng)直流調(diào)制度斜率爬升，在1.28 s直流電壓升至穩(wěn)態(tài)目標(biāo)值，閥組在線投入過(guò)程結(jié)束，整個(gè)過(guò)程在700 ms內(nèi)平穩(wěn)完成。

在直流電壓爬升前，ipj持續(xù)為正，Ucpj-FB，Ucpj-HB均被穩(wěn)定控制在安全水平；在直流電壓爬升階段，整流站高壓LCC閥組同步進(jìn)行觸發(fā)角恢復(fù)控制，該控制的角度下降過(guò)程會(huì)引起直流電流Idc產(chǎn)生一個(gè)小幅先升后降的過(guò)程，逆變站高壓MMC的子模塊電容電壓也對(duì)應(yīng)出現(xiàn)先升后降的變化；在直流電壓爬升完成后，電容電壓恢復(fù)至額定水平。上述過(guò)程中子模塊電容電壓均壓良好。

為驗(yàn)證所提策略在低功率水平下的適應(yīng)性，在極1直流電壓400 kV、直流電流500 A工況下進(jìn)行了高壓閥組在線投入測(cè)試，疊加的直流諧波調(diào)制度參數(shù)設(shè)定與額定工況下相同。試驗(yàn)結(jié)果表明，低功率水平下閥組在線投入過(guò)程特性保持良好，直流諧波調(diào)制度產(chǎn)生的旁路開(kāi)關(guān)諧波電流峰值與額定工況下基本一致，與2.2節(jié)理論分析結(jié)果吻合。

4 結(jié)論

基于閥組串聯(lián)技術(shù)的特高壓柔性直流輸電系統(tǒng)要求柔直閥組需具備在線投入的能力。針對(duì)該需求，文中提出了基于直流調(diào)制度的特高壓柔直閥組在線投入策略，通過(guò)調(diào)整待投入混合型MMC閥組的直流調(diào)制度，實(shí)現(xiàn)在線投入的全過(guò)程控制。由仿真結(jié)果，可以得到如下結(jié)論：

(1) 在直流側(cè)短接狀態(tài)下，采用子模塊電容儲(chǔ)能控制及零直流調(diào)制度，混合型MMC閥組可實(shí)現(xiàn)零直流電壓穩(wěn)定解鎖。

(2) 逆變站混合型MMC通過(guò)輸出負(fù)向直流調(diào)制度，可以實(shí)現(xiàn)直流電流由旁路開(kāi)關(guān)向換流器的快速轉(zhuǎn)移。

(3) 通過(guò)在直流調(diào)制度上疊加直流諧波調(diào)制度，可使旁路開(kāi)關(guān)電流產(chǎn)生持續(xù)的過(guò)零點(diǎn)并實(shí)現(xiàn)旁路開(kāi)關(guān)的可靠分?jǐn)唷２捎猛唤M直流諧波調(diào)制度參數(shù)即可適應(yīng)不同的直流傳輸功率水平。

后續(xù)將在實(shí)際換流閥系統(tǒng)上對(duì)文中提出的策略進(jìn)行更全面的驗(yàn)證。