利用DAC 芯片和運算放大器構建可編程電流源

肖偉杰

（中國兵器裝備集團自動化研究所， 四川 綿陽 621000）

0 引言

電流源，即理想電流源，是從實際電源抽象出來的一種模型[1]，其特點是輸出電流不受電壓和負載電阻變化而變化、直流等效電阻無窮大、交流等效電阻無窮大；其種類可分為可調電流源與脈沖電流源， 輸出電流可調的稱為可調電流源， 脈沖電流源電路采用高速場效應管實現對恒流源電流的復制和倍乘[2]，降低脈沖電流源輸出負載對前級深度負反饋部分的影響，提高電路的穩定性，并利用模擬多路復用器對電流鏡柵極的控制， 將脈沖信號傳遞到脈沖電流中，從而輸出脈沖電流。

1 電流源特點

電流源在電真空管、各種標準燈（如光強度標準燈）、常用的充電器、精密儀器的參數測量與校準、傳感器驅動和通信等領域都有著廣泛的應用[3]。

本文設計了一種基于V/I 轉換電路并利用DAC 芯片產生電壓而搭建的可調電流源[4]，先通過原理分析，了解工作原理， 進而使用軟件仿真的形式模擬實際電路探討其可行性，最后選用DAC 芯片、運算放大器等元器件搭建實際電路， 并給出軟件仿真與實際電路的電流跟隨精度以及帶負載能力等數據[5]。

2 電路描述與分析

電流源電路如圖1 所示， 此電路即是一種簡單并實用的V/I 轉換電路。該電路需要兩個運算放大器，U1 組成了同相求和運算電路，U2 則是構成電壓跟隨器。 輸入電壓Ui 通過匹配電阻后加在運算放大器U1 的同相輸入端，該電壓與輸出電流成比例關系。 周圍電路配置的四個匹配電阻， 分別與U1 的同相輸入端和反相輸入端以及U2 的輸出端連接。

圖1 V/I 轉換電路

在理想條件下，電阻網絡完全匹配，此時R1 上的電壓就等于輸入電壓Ui，根據電流定律I=U/R，從而產生恒定的電流I。

我們假設上圖中的運算放大器為理想運算放大器，此時根據虛短、虛斷的原理，我們可以得到UP1=UN2、UP2=UN2、iR2=ii、iRO=iO。 進而我們可以分析得到如下關系式：

從公式（4）表明，圖中所示電路存在一定的系統誤差， 主要誤差來源于匹配電阻的匹配精度、RO的電阻阻值誤差以及負載電阻的誤差。這些誤差大都可以通過校準來消除；其次根據上式可看出，改變輸出電流的方式有兩種：一是保持采集電阻的阻值大小不變，改變輸入電壓的大小；二是保持輸入電壓的大小不變，改變采集電阻的阻值。 本次設計是采用高精度固定值采集電阻，利用DAC 芯片產生可變電壓調節電流輸出，達到電流源可調的目的。

3 元器件選擇

從前面的分析可得，為保證輸出電流誤差最小，本次設計需要從以下幾個方面進行元器件選擇： 一是為了保證匹配電阻的匹配精度， 本設計采用的是精密片式薄膜固定分壓電阻網絡， 其阻值允許偏差可以達到±0.1%，溫度漂移可達到±10ppm/℃，這里的匹配電阻需要選擇合適的阻值，并不能一味地選擇大阻值來增大匹配精度，因為如果阻值過大，會影響整個系統的帶負載能力，且會使系統的正反饋超過合理范圍， 進而增加系統自激振蕩的風險；二是采集電阻RO，我們選用的是有可靠性的片式薄膜固定電阻器，其阻值允許偏差可以達到±0.01%，溫度漂移可達到±10ppm/℃， 采集電阻阻值大小與DAC 芯片輸出電壓、系統供電和負載電阻大小等都有關系，所以需要多次計算，得到合適的阻值。

負載電阻由外界決定，這里就不再考慮。

由于考慮到可調電流分辨率要高， 且供電簡單等因素， 在這里我們選用完整的雙通道12 位DAC 芯片AD8522，其提供8.68×6mm 的14 引腳SOP14 封裝，數據接口為串行借口，片上自帶參考電壓，緩沖電壓輸出，無需外部器件，有著4.095V 滿幅電壓（1mV/LSB）。

晶體管方面因為系統供電電壓大， 所以需要選擇一個BVCEO（基極開路，CE 結擊穿電壓）大于供電電壓，且ICM（最大輸出平均電流）大于輸出電流的晶體管，因此我們選用BCP54， 它可以提供高于運算放大器和單電阻輸出的電流。

而在運算放大器方面， 其既要滿足偏置電流和失調電壓要盡可能小的特性， 又要符合溫漂小、 增益大的特點，且還要供電簡單，最好是單電源供電，所以我們選擇LM158。 當然如果你需要的輸出電流小的話，你可以選擇CMOS 類型的運算放大器；如果需要高輸入阻抗，那FET輸入運算放大器更加適合。

溫度是重要的環境因。 溫度的變化會使整個電路參數發生漂移， 因此在選擇上述元器件時都盡可能選擇低溫漂的等級， 目的是為了讓整個系統可以在較寬的溫度范圍內工作，保持元器件的性能和技術指標符合要求。

4 實驗數據分析

我們在Multisim10.0 的環境下對圖1 電路進行仿真，并在完成了電路調試后，我們通過下面幾種方案，在常態條件下測試電路的各項性能，得到如下數據。

一是采用固定阻值的負載電阻，通過調節DAC 芯片輸出電壓大小， 分析輸出電流的理論值與實際值之間的差值和輸出電流大小的關系。 這里我們采用阻值為75Ω的固定電阻器充當外部負載，調節DAC 輸出電壓。

從表1 中， 我們可以分析得到圖2 所示的輸入電壓與電流差關系曲線和圖3 所示的理論電流值與實際電流值關系曲線。在表1 中我們可以看出，仿真出來的結果是略好于實際測試朱來的效果，從圖2 趨勢線中 表明在負載電阻為75Ω 的情況下，我們線性的調節DAC 芯片輸出電壓的大小，理論值與實際值的差值以75mA 為界，當輸出電流小于75mA 時，理論值小于實際值相差，彼此之間的差距逐漸縮小，但高于75mA 后，差值逐漸增大，實際值小于理論值，并且隨著輸出電流的逐漸變大，差值有繼續變大的趨勢。

表1 電流穩定性測試數據

圖2 輸入電壓與電流差關系曲線

圖3 理論電流值與實際電流值關系曲線

二是通過保持DAC 芯片輸出電壓不變，改變負載電阻的大小，測試在同一電壓輸入的情況下，負載電阻大小變化與輸出電流變化的關系。 在這里我們設置輸入電壓為1.8V，而采集電阻為36Ω，根據電流定律I=U/R，則理論輸出電流為50mA，而帶載能力測試數據如表2 所示。

表2 帶載能力測試數據

從上表我們可以看出， 雖然輸入電壓有mV 級的波動，但幾乎可以視為一直穩定不變。因此我們可以得出如下結論，在輸入電壓不變的情況下，負載電阻與輸出電流呈反比的關系，即負載電阻越大，輸出電流越小。

5 元器件布局

在元器件布局時，元器件需要遠離發熱區域，特別是采集電阻，即使是其溫度漂移系數為±10ppm/℃，在溫度變化時，也會有較為明顯的變化。 如果有條件，可以將整個系統放置在恒溫裝置中或采取導熱的形式， 快速將元器件表面熱量帶走。

6 結束語

本設計采用DAC 芯片、運算放大器、晶體管和匹配電阻構建可編程電流源。考慮到冗余設計，整個系統可采用30V 以下單電源供電，電流輸出范圍寬，且電流可調分辨率高，常態條件下，精度高于0.7%。

其次在此基礎上存在如下一些類型的變化。 如果需要固定電流源，可以將DAC 芯片替換成精度合適的基準電壓源， 并通過電流定律計算后選擇合適阻值的采集電阻，達到想要的輸出電流值。

如果需要更大或者更小的輸出電流范圍， 可以選用合適的基準電壓源。其中在某些更小的輸出電流范圍，可以刪除晶體管這個器件， 然后選用那些具有低偏置電流和低失調電壓的運算放大器，這樣還可以達到降低成本、提高系統穩定性等目的。