一種雙傳輸零點電調濾波器的設計與實現

張 博，李虎斌

(西安郵電大學電子工程學院，陜西西安 710121)

隨著通信技術的不斷發展，頻譜資源的利用愈加擁擠，為了能夠高效地利用頻譜資源，社會各界都在努力尋找新的解決辦法，例如，跳頻、擴頻、動態頻率分配等技術被廣泛地采用，但是這些技術又存在眾多弊端，干擾非常嚴重，終端設備不僅僅需要支持更加繁瑣的通信制式，更要根據需求選擇更加合適的頻段[1-3]。電調濾波器能夠很好地解決這一問題，電調濾波器能快速地跟蹤頻率變化，使得調諧信號快速通過，并且抑制掉不需要的信號，其具有調諧速度快、相對帶寬窄、調諧范圍較寬等優點。但是，目前現有的電調濾波器存在抑制度不夠高、結構上采用單一的電感耦合結構等缺點，無法滿足更高的遠端抑制要求。

因此，本文所設計的LC 電調濾波器，是在傳統電調濾波器結構上，根據混合電磁耦合傳輸零點產生的機理，進行結構上的調整，最終在帶通濾波器的左右兩端引入傳輸零點，使得電調濾波器在抑制性能上有了很大的改善。在低頻范圍內采用LC 電調濾波器可以在體積和插損上有很大的優勢，因此，本文根據變形后的結構設計出30～512 MHz 電調濾波器，性能上具有低插損、帶外抑制高、調諧速度快等優點。

1 LC 電調濾波器設計

1.1 電調濾波器的設計指標

本文提出的電調濾波器覆蓋頻率范圍為30～512 MHz，分為30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 共三個頻段來實現電調濾波器的寬帶調頻，設計指標如下:插入損耗(IL)≤1.5 dB；駐波比≤2 :1；1 dB 帶寬≥10%；帶外抑制(f0±15%)≥25 dBc，偏離2f0處衰減≥35 dBc。

1.2 混合電磁耦合傳輸零點

通過在電調濾波器諧振回路之間引入混合電磁耦合，可以在濾波器傳輸特性曲線中引入傳輸零點，從而提高濾波器的帶外抑制[4-6]。圖1 所示為混合電磁耦合結構圖，相比于交叉耦合引入傳輸零點，電磁混合耦合更加適用于電調濾波器，電調濾波器一般在設計的過程當中會涉及到帶寬問題，而通過電磁混合耦合能夠很好地把控耦合系數從而解決這一問題。交叉耦合需要多個諧振器共同作用才能引入傳輸零點，并且當濾波器階數越高，濾波器的拓撲結構會變得越復雜[1]。

圖1 所示的混合電磁耦合結構圖中，電耦合與磁耦合給1、2 兩個諧振器之間帶來兩條不同的能量傳輸路徑，這兩條路徑因在電磁波的傳輸過程當中相位相反從而引入了傳輸零點[7-9]。當耦合中的電耦合量和磁耦合量相當時，耦合電抗M(ω)可以反映這兩種耦合，因此電耦合與磁耦合以電抗形式表示為式(1):

圖1 混合電磁耦合結構圖Fig.1 Structure diagram of hybrid electromagnetic coupling

式中:Lm和Cm分別表示耦合電感和耦合電容；ωm表示耦合諧振角頻率。由式(1) 可以看出ω=ωm=(LmCm)-1/2為M(ω)的零點。對于串聯諧振器的帶通濾波器，一般采用K阻抗變換器定義[4]，耦合系數K定義為式(2):

式中:KM和KE分別為由K阻抗變換器得到的磁耦合量和電耦合量；ω0為中心角頻率；L0為起始電感；Km和Kc分別為磁耦合系數和電耦合系數，且兩者均對傳輸零點的位置產生影響。磁耦合影響時，當K＞0 時，Km＞Kc，磁耦合占主導，保持電耦合量Kc不變，減小磁耦合量Km，總耦合量K不斷減小，帶寬變窄，傳輸零點向高頻移動；當K＜0 時，Km＜Kc，電耦合占主導，繼續保持電耦合量Kc不變，總耦合量K減小，傳輸零點將移至無窮遠處的頻率。電耦合影響時，當K＞0時，Km＞Kc，磁耦合占主導地位，保持磁耦合Km不變，減小電耦合Kc，總耦合系數K增大，帶寬變寬，傳輸零點將移向零頻率點；當K＜0 時，Km＜Kc，電耦合占主導，繼續保持磁耦合Km不變，減小電耦合Kc，總耦合系數K增大，帶寬變窄，傳輸零點向低頻移動。因此，適當地控制電耦合和磁耦合可以在濾波器兩端引入兩個傳輸零點。

1.3 新型耦合諧振電調濾波器設計

如圖2 所示為新型耦合諧振電調濾波器的原理圖，該電路中耦合單元采用電容電感混合耦合來實現傳輸零點的產生。

其中，通過調節C1和C2可以使濾波器在左右兩端各出現一個傳輸零點，電感耦合電路為L4、L5、L6組成的π 型結構，相對于單個耦合電感而言，具有更多的可調節量和更小的耦合電感[10-11]。L1和L9實現濾波器左右兩端的阻抗匹配，左右兩端的變容二極管對與L3、L7組成串聯諧振回路，通過調節Vtune可以實現濾波器中心頻率的偏移，電調濾波器調諧范圍取決于變容二極管容值的變化范圍。R1和R2大小為20 kΩ，使得流過左右兩端諧振回路的電流為零，C3和C4為旁路電容，作為電源的濾波電容。圖2 電路結構中，變容二極管采用NXP 公司生產的BB173 和BB175，該管子低頻特性好，調諧范圍寬，有利于在設計中減少變容管的對數，從而減小濾波器體積大小，如表1 所示為BB173 具體性能指標。電感元件采用Coilcraft 公司生產的空芯繞線電感，該電感在低頻范圍具有很高的Q值，電感體積相對較小，在實現濾波器低插損性能指標中發揮重要作用，本文中主要采用的電感為Midi 系列電感，該電感具有Q值高、抗干擾能力強等優點。

圖2 新型耦合諧振電調濾波器原理圖Fig.2 Schematic diagram of a new coupled resonant electrically modulated filter

表1 BB173 具體性能指標Tab.1 BB173 specific performance indicators

根據圖2 所示電路結構，運用ADS 軟件結合上述理論得到電調濾波器在30～90 MHz，90～225 MHz，225～512 MHz 的S參數仿真結果如圖3 所示。圖3 仿真結果表明各段濾波器插入損耗(IL)小于1 dB，回波損耗(RL)大于12 dB，1 dB 帶寬大于等于10%，每一段電調濾波器的性能均可達到設計指標，由仿真結果可以看出，三段電調濾波器均在通帶左右兩側產生零點，極大地改善了帶外抑制性能。通過調節C1、C2的容值大小可以改變容性耦合系數，從而調節左右兩端傳輸零點的位置，增大C1，傳輸零點向高頻移動，帶寬變窄，反之亦然；增大C2，傳輸零點向低頻移動，帶寬變窄，反之亦然。

2 電路驗證與分析

2.1 實物制作

本文電調濾波器制作，板材選用FR4，介質厚度0.8 mm，相對介電常數4.5，覆銅工藝走線，50 Ω 基板走線寬度為1.2 mm，如圖4 所示為其中一個頻段電調濾波器實物圖。

2.2 測試結果分析

使用矢量網絡分析儀Agilent Technologies E5071B對三段電調濾波器進行測試，如圖5 所示為電調濾波器的測試結果。三段電調濾波器的測試結果中，每一段電調濾波器都是各取四個電壓點的S參數代表整個頻率范圍的調諧。測試結果與仿真結果基本一致，驗證了電調濾波器在30～512 MHz 調諧范圍內，插入損耗小于1.5 dB，回波損耗大于10 dB，在偏離中心頻率2f0處衰減達到35 dBc，相對帶寬大于10%，具有低插損、高選擇性等特點。將圖5 實測結果與圖3 仿真結果進行對比得出通帶內插入損耗實測結果相比仿真結果惡化了0.8～1 dB，回波損耗相比于仿真結果惡化了2～3 dB，由于左右兩端傳輸零點的引入，使得濾波器兩端抑制更加陡峭，具有良好的帶外抑制特性。

圖3 電調濾波器仿真結果。(a-b) 30～90 MHz；(c-d) 90～225 MHz；(e-f) 225～512 MHzFig.3 Simulation results of electric modulation filter.(a-b) 30-90 MHz；(c-d) 90-225 MHz；(e-f) 225-512 MHz

圖4 電調濾波器實物圖Fig.4 The physical picture of the electrically modulated filter

圖5 測試結果與圖3 仿真結果對比可以看出，三個頻段電調濾波器均向低頻偏移，大約偏移10 MHz，性能相比仿真結果稍差。分析主要原因是介電常數波動、板材自身寄生參數、元件值大小偏差等因素引起的。

3 結論

本文所設計的LC 電調濾波器是在傳統結構上進行變換，通過混合電磁耦合原理，從而引入傳輸零點，改善了濾波器兩端的抑制性能，實現了30～512 MHz頻率范圍的調諧。通過實測驗證，三段電調濾波器通帶內性能均可達到插入損耗小于1.5 dB，回波損耗大于10 dB，相對帶寬大于10%，并且帶外能夠滿足很好的抑制要求。與現有的研究成果相比，該電調濾波器的研究，大大提高了電調濾波器的帶外抑制性能，并且減少了變容二極管的對數，縮小了濾波器體積。該種電調濾波器的研究為無線電臺接收機前端預選模塊提供了更多的選擇性，具有很好的研究意義。

圖5 電調濾波器測試結果。(a) 30～90 MHz；(b) 90～225 MHz；(c) 225～512 MHzFig.5 Test results of electric modulation filter.(a)30-90 MHz；(b) 90-225 MHz；(c) 225-512 MHz