新型差分濾波平面倒F 天線的研究

張 勝，王 康，徐 聰，謝振江，仝夢寒

(中國礦業大學信息與控制工程學院，江蘇徐州 221116)

現代無線通信系統正在向小型化、集成化、多功能化方向快速發展，將射頻前端的重要器件濾波器和天線集成為一個模塊——濾波天線的研究成為熱點[1-9]。濾波天線的實現形式多種多樣，可以在單極子印刷天線的饋線上集成濾波器實現濾波響應[1-2]，可以使用基片集成波導[3]或金屬波導[4]設計濾波天線，也可以用枝節天線取代濾波器的最后一階諧振器來綜合設計濾波天線[5]。上述單端口濾波天線各有特色，但都存在抗干擾能力差、與差分電路難以兼容等問題。差分濾波天線可以有效地抑制共模噪聲和減少器件間的相互干擾，可以不需要匹配電路直接連接差分射頻芯片電路，同時又具有良好的濾波和輻射特性，所以極具研究潛力。一些學者使用多層差分雙邊平行帶線[6-7]或者耦合槽垂直饋電[8-9]等形式設計差分濾波天線，但多層結構制造較復雜，剖面較高難以與平面電路集成，損耗也較高。

為了與低剖面平面電路集成和提高器件的抗干擾能力，本文設計并加工測試了兩款不同級聯形式的單層差分平面倒F 濾波天線。在一款基于開口環諧振器的二階差分帶通濾波器的輸出端分別使用直角和斜角形式的微帶線直接級聯濾波器和差分平面倒F 天線，通過調節微帶線獲得良好的阻抗匹配，從而得到了兩款差分濾波天線。本文設計的兩款濾波天線厚度為0.508 mm，與平面電路易于集成，中心頻率約為5 GHz，阻抗帶寬約為270 MHz，通帶內增益和方向圖穩定，反射系數和增益頻率響應曲線都具有明顯的頻率選擇特性并且不影響通帶內的輻射特性，同時都提高了通帶內對共模信號的抑制效果。

1 基于開口環諧振器的差分帶通濾波器

本文基于圖1(a)中的正方形微帶開口環諧振器設計了一款中心頻率f0為5 GHz，相對帶寬FBW 約為6%，帶外抑制在-20 dB 以下的帶通濾波器。濾波器的結構如圖1(b)所示，將兩個諧振器的開口相對并列放置，開口的位置和兩環的間距將分別決定耦合方式和耦合強度，當開口相對時，二者之間存在較強的電耦合。利用結構的對稱性在開口的反方向進行差分饋電得到了一款差分帶通濾波器。

圖1 (a)開口環諧振器和(b)差分帶通濾波器的結構Fig.1 Structure of (a) open loop resonator and (b) differential bandpass filter

根據半波長諧振原理，諧振器總長度約為18 mm，所以設計該諧振器的內環邊長lr=5 mm，環寬wr=0.5 mm。根據濾波器綜合設計理論[10]，首先選擇通帶波紋系數LAr=0.043 dB 的二階切比雪夫低通原型濾波器，即低通原型值為g0=1.0000，g1=0.6648，g2=0.5445，g3=1.2210。然后根據設計目標使用公式(1)-(3)計算得到外部品質因數Qe1=Qe2=12.09，耦合系數M12=0.083。最后通過調節饋線的位置t和諧振器的間距d1可獲得所需的Qe和M12，仿真結果如圖2 所示。隨著d1的增大，兩個諧振器的間距增大，兩個諧振器間的耦合變弱，耦合系數越來越??；隨著t的增大，饋線靠近諧振器中心，外部品質因數增大。

圖2 (a)諧振器的間距d1對M12的影響；(b)饋線的位置t 對Qe的影響Fig.2 (a) The effect of resonator spacing d1on M12；(b) The influence of feeder position t on Qe

本文選用介質為RT4003C(相對介電常數為3.55，損耗角正切為0.027)，厚度h為0.508 mm 的基板進行仿真，所以微帶饋線的寬度wf為1.14 mm。確定t和d1的初值后，對整個濾波器模型進行仿真優化。如圖3(a)所示，調節開口長度d2可以調節濾波器的中心頻率，隨著d2的增大，諧振器總長度減小，濾波器的通帶向高頻移動，同時對濾波器的插入損耗影響不大。

經過優化，差分帶通濾波器的性能如圖3(b)所示，濾波器的中心頻率為5 GHz，-3 dB 通帶范圍為4.83～5.17 GHz，相對帶寬為6.8%，帶外抑制達到-25 dB以下。在差模通帶內共模信號被抑制到-18 dB左右，有效地提高了濾波器的抗干擾能力。

圖3 (a)開口長度d2對濾波器影響；(b)差分帶通濾波器性能Fig.3 (a) The influence of opening length d2on the filter；(b) The performance of the differential bandpass filter

2 濾波天線的設計

2.1 平面差分倒F 天線

如圖4(a)所示，為了與上述差分濾波器集成，本文設計了一款工作在5 GHz 的差分平面倒F 天線，這款天線整體由兩個對稱的平面倒F 天線連接構成。根據奇偶模理論，差模信號激勵時對稱面可以等效成電壁，使得兩個平面倒F 天線等效為短路接地；共模信號激勵時可以等效為磁壁，使得兩個平面倒F 天線等效成開路斷開。這種設計使得天線的差模諧振頻率與共模諧振頻率分離，提高了天線在差模通帶內對共模信號抑制能力，同時省去了倒F 天線中的接地結構，減小了加工難度[11]。

圖4(a)中貼片長度la對天線的諧振頻率有較大的影響，隨著la的增大，天線的通帶向低頻移動，如圖5(a)所示。由于倒F 天線是單極子天線，所以地板寬度Ws也對諧振頻率有較大影響，如圖5(b)所示，當Ws增大時，天線的諧振頻率減小。經過參數優化，當Ws=70 mm，la=8.8 mm 時，天線的仿真結果如圖4(b)所示，天線的工作中心頻率為5 GHz，差模反射系數＜-10 dB 通帶范圍為4.68～5.62 GHz。

圖4 差分平面倒F 天線的(a)結構和(b)性能Fig.4 (a) Structure and (b) performance of the differential PIFA

2.2 平面差分濾波倒F 天線

濾波器與天線之間的連接形式攸關濾波天線的整體性能，考慮到阻抗調節和共模抑制等因素，本文分別選用斜角和直角形式的微帶線來級聯濾波器與天線，從而得到了兩款濾波天線，分別為濾波天線1(Filtenna1)和濾波天線2(Filtenna2)，如圖6 所示。兩款濾波天線的結構基本一致，只在虛線框標注的微帶連接線部分有較大的區別。

級聯部分的尺寸對于濾波天線的性能有十分重要的影響。如圖7(a)-(b)所示，級聯部分微帶線的長度l1和寬度w1對濾波天線1 的阻抗匹配有較大的影響。經過優化，當l1=1.00 mm，w1=1.55 mm 時，濾波天線1 實現了良好的阻抗匹配。同理，如圖7(c)-(d)所示，濾波天線2 中的l2和w2直接影響其阻抗匹配，當l2=3.93 mm，w2=1.30 mm 時，濾波天線2 實現了較為良好的阻抗匹配。

圖5 (a)貼片長度la和(b)地板寬度Ws對天線的影響Fig.5 The influence of (a) patch length laand (b) ground floor width Wson the antenna

圖6 (a)濾波天線1 和(b)濾波天線2 的結構Fig.6 Structure of the (a) filtenna1 and (b) filtenna2

圖7 (a) l1，(b) w1，(c) l2，(d) w2對濾波天線的影響Fig.7 The effect of (a)l1，(b) w1，(c) l2，(d) w2on the filtennas

兩款濾波天線的主要區別在于級聯部分微帶線的形式不同，各有優缺點。使用斜角形式級聯微帶線濾波天線1 在通帶內共模抑制效果較好，但是進行阻抗調節時要考慮到傾斜角度，調節的步驟比較繁瑣復雜。使用直角形式連接微帶線的濾波天線2 進行阻抗調節時只需要考慮連接部分的長度和寬度，但通帶內共模抑制效果一般。

經過參數掃描優化，濾波天線1 的主要參數如表1 所示。在濾波天線2 中Ls=34.68 mm，d1=0.41 mm，d2=2.4 mm，其余參數與濾波天線1 相同。

表1 濾波天線1 的尺寸Tab.1 Dimensions of the filtenna1 mm

3 仿真與測試結果

使用優化的參數對兩款濾波天線進行建模仿真，仿真結果如圖8 所示，可以看出，兩款濾波天線的連接方式不同，但是性能上基本一致。中心頻率都為5 GHz，-10 dB 相對阻抗帶寬為5.4%，從增益頻率響應曲線中可以看出，兩款濾波天線通帶內增益穩定，在中心頻率處的增益最大約為4.1 dBi，通帶外的增益被快速抑制到-25 dBi 以下。

為了更好地體現濾波天線的優勢，在圖8 中比較了設計的差分帶通濾波器、差分倒F 天線和差分濾波倒F 天線的共模和差模性能。通過圖8(a)中的共模反射系數(CMS11)曲線可以看出兩款濾波天線相對于差分倒F 天線而言都有效地提高了對共模信號的抑制能力，濾波天線1 在通帶范圍內將共模S11從-1 dB 抑制到-0.1 dB，表明幾乎所有的共模信號都被反射回去；濾波天線2 在5.08 GHz 處出現一個共模S11的極點，幅值為-0.7 dB，使得濾波天線2 對共模信號的抑制能力不如濾波天線1。

在圖8(b)中示出了四個器件的差模反射系數和增益頻率響應曲線，與差分倒F 天線進行比較可以發現，濾波天線的差模反射系數曲線下降沿十分陡峭，通帶內增益穩定，通帶外的增益被快速抑制，秉承了帶通濾波器的頻率選擇特性。

為了驗證上述濾波天線仿真結果的有效性，本文選用厚度為0.508 mm 的RT4003C 介質基板對其進行加工和性能測試，兩款濾波天線的實物圖如圖9 所示。測試與仿真結果的比較如圖10 所示，兩款濾波天線的中心頻率分別為4.98 GHz 和4.99 GHz，-10 dB 相對帶寬分別為5.01% (4.85～5.1 GHz)和5.21% (4.86～5.12 GHz)。濾波天線的測試結果與仿真結果基本一致，略有偏差，可能是由于加工精度不足或測試誤差等因素造成的。

圖8 (a)共模S11及(b)差模S 參數和增益曲線仿真性能比較Fig.8 Simulated performance comparison of (a) CM S11and(b) DM S parameters and gain curves

圖9 (a)濾波天線1 和(b)濾波天線2 的實物圖Fig.9 Photograph of the (a)filtenna1 and (b) filtenna2

圖10 濾波天線的仿真與測試結果比較Fig.10 Comparison of simulated and measured results of the filtennas

圖11(a)和(b)分別為兩款濾波天線在5 GHz 處的E 面和H 面方向圖，可以明顯地看出濾波天線在E 面和H 面上都具有全向輻射的特性。

圖11 濾波天線的(a)E 面和(b)H 面方向圖Fig.11 (a) E-plane and (b) H-plane radiation pattern of the filtennas

4 結論

本文設計并加工測試了兩款采用不同級聯形式的單層低剖面差分濾波倒F 天線。其中濾波天線1 使用斜角形式的級聯微帶線使得共模抑制效果較好，但阻抗調節復雜；使用直角形式級聯微帶線的濾波天線2阻抗調節簡單，但通帶內共模抑制效果一般。兩款濾波天線通過調節微帶線都實現了良好的阻抗匹配，具有良好濾波效果和輻射性能，同時都對共模信號有較明顯的抑制效果，提高了器件的抗干擾能力。本文提出的濾波天線具有結構簡單、抗干擾能力較強、易于集成等優點，可以被應用于無線通信系統中。