模塊化多電平變換器全橋型子模塊優(yōu)化均壓控制方法*

劉道正, 金 鑫, 游坤奇, 劉 羅, 劉西蒙, 易靈芝

(1. 湖南電器科學(xué)研究院有限公司，湖南 長沙 410009；2. 湘潭大學(xué) 自動化與電子信息學(xué)院 湖南省多能源協(xié)同控制技術(shù)工程研究中心，湖南 湘潭 411105)

0 引 言

模塊化多電平變換器(MMC)在2002年被提出，是一種極具吸引力的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[1-2]。中高壓直流輸電具有不需要頻率同步和相位同步的并網(wǎng)能力，在各種中高壓直流輸電變換器中，MMC由于具備高度的模塊化特性和易擴(kuò)展性，在中高壓和大功率場合極具發(fā)展前景，對于中壓驅(qū)動、柔性交流輸電系統(tǒng)(FACTS)也極具有吸引力[3-5]。

傳統(tǒng)的MMC調(diào)制策略主要有正弦脈寬調(diào)制(SPWM)技術(shù)，以及最近電平逼近調(diào)制(NLM)[6]。采用脈寬調(diào)制(PWM)策略需要對電容電壓均衡控制，所需PI調(diào)節(jié)器數(shù)量多，增加了器件成本，并且其開關(guān)頻率和三角載波頻率成正比，隨著載波頻率增加，開關(guān)損耗增大，不適用于大功率應(yīng)用場合[7]。而采用NLM策略，通過對MMC子模塊的脈沖觸發(fā)算法進(jìn)行優(yōu)化，可以實現(xiàn)較低的開關(guān)頻率輸出，且具備輸出波形諧波含量低等優(yōu)點。對于變換器運(yùn)行效率要求高的大功率應(yīng)用場合，NLM技術(shù)更具優(yōu)勢。與傳統(tǒng)的兩電平變換器相比，MMC的主要特點是子模塊(SM)的模塊化結(jié)構(gòu)、無需額外的直流電容器[8-9]。但也正是由于MMC的SM數(shù)量多，每個SM中存在懸浮的電容器，會導(dǎo)致上下橋臂電容電壓分布不均勻，在橋臂上產(chǎn)生環(huán)流，給變換器帶來附加損耗[10-12]。

綜上所述，MMC主要需要解決的問題包括SM電容電壓的均壓控制以及環(huán)流抑制[13-15]。另外，SM采用IGBT功率器件，由于SM的數(shù)量與直流側(cè)電壓成正比，基于MMC的這一特性，在高壓直流輸電中MMC的開關(guān)損耗對于總損耗來說是一個重要的研究問題。因此，為了使中高壓直流輸電系統(tǒng)高效運(yùn)行，有必要對MMC的開關(guān)頻率進(jìn)行研究分析。針對上述問題，文獻(xiàn)[16]介紹了傳統(tǒng)的電容電壓平衡控制方法，但是這種僅根據(jù)電容電壓進(jìn)行簡單的升降壓排序會導(dǎo)致SM的反復(fù)投切，產(chǎn)生較大的開關(guān)損耗；文獻(xiàn)[17]提出一種基于雙保持因子的排序法，但是SM的電容電壓波動效果易受保持因子的影響。本文提出一種基于全橋型SM(FBSM)的改進(jìn)均壓方法，在能保證SM電容電壓均衡的前提下減少SM開關(guān)頻率，有效降低MMC的開關(guān)損耗。

1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和數(shù)學(xué)模型

MMC主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。基于級聯(lián)的模塊化單元組成，由N個SM組成上下橋臂，上下兩橋臂構(gòu)成相單元，這些SM采用IGBT功率器件，主要有半橋SM和全橋SM結(jié)構(gòu)[18]，本文采用全橋型SM進(jìn)行分析。圖2為MMC單相等效電路圖。設(shè)j相上橋臂電流為ipj，下橋臂電流為inj，上橋臂SM電容電壓之和為upj，下橋臂SM電容電壓之和為unj，輸出相電流為ij，相間環(huán)流為icirj，網(wǎng)側(cè)的電動勢為ej，橋臂上的電感值為L，下標(biāo)j=a,b,c。

圖1 MMC主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖2 MMC單相等效電路

根據(jù)KVL定律可得：

(1)

(2)

將式(1)和式(2)相加后除以2，可得:

(3)

ej為第j相內(nèi)部電動勢，定義輸出電壓uj、輸出電流ij以及相間環(huán)流idiff分別為

ij=ipj-inj

(4)

(5)

(6)

全橋SM結(jié)構(gòu)如圖3所示。根據(jù)T1～T4的導(dǎo)通狀態(tài)，可以得到全橋SM的工作狀態(tài)表如表1所示。

表1 全橋SM的工作狀態(tài)

表1中，“1”表示IGBT開通，“0”表示IGBT關(guān)斷。正常運(yùn)行情況下，當(dāng)T1開通時，T2處于關(guān)斷狀態(tài)。當(dāng)T3開通時，T4處于關(guān)斷狀態(tài)。將T1～T4分為左右兩部分，左邊為T1、T2，右邊T3、T4。為了實現(xiàn)全橋SM驅(qū)動，只需得到T1和T3的開關(guān)信號，再將T2和T4的開關(guān)信號分別對應(yīng)取反即可。

圖3 全橋SM結(jié)構(gòu)

2 MMC的調(diào)制方式

2.1 NLM原理

MMC的調(diào)制策略是控制開關(guān)器件通斷的重要方式，其中較為常用的調(diào)制方法是NLM，NLM采用階梯波的方式，使輸出電壓波形隨著電平數(shù)的增加逼近于正弦波，階梯波幅值為MMC調(diào)制波的幅值。在任何開關(guān)周期，上、下橋臂同時投入的SM總數(shù)為N，上、下橋臂投入SM數(shù)np和nn計算如下：

(7)

(8)

得到調(diào)制波電壓與SM電容電壓的比值，通過四舍五入函數(shù)得到上下橋臂需要投入的SM數(shù)目Non，然后輸入到電容電壓平衡控制環(huán)節(jié)，分2步實現(xiàn)均壓控制：(1)確定橋臂電流的極性來判斷SM的充放電狀態(tài)；(2)在每個采樣周期內(nèi)，對SM的電容電壓值進(jìn)行排序。NLM控制原理框圖如圖4所示。

圖4 NLM控制原理框圖

利用調(diào)制波計算可以得到每時刻投入SM的數(shù)目：

(9)

式中：round(x)為取整函數(shù)；abs(x)為絕對值函數(shù)。

2.2 環(huán)流抑制

MMC的各個相單元在直流側(cè)并聯(lián)連接，每個橋臂上的SM中存在懸浮存在的電容器，會導(dǎo)致電容電壓的不均勻分布，導(dǎo)致每相的上下橋臂中除了負(fù)載電流外還存在環(huán)流成分。文獻(xiàn)[19]指出橋臂環(huán)流成分主要為二倍頻分量，包含交流分量和直流分量，其中交流分量會給橋臂電帶來諧波污染，給系統(tǒng)帶來額外的損耗和電流應(yīng)力，因此是不可取的，必須對其進(jìn)行抑制。而直流分量只用于和直流側(cè)的功率交換，無需抑制。環(huán)流交流分量的存在會給變換器帶來附加損耗，如果不對其進(jìn)行抑制，甚至?xí)绊懴到y(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。環(huán)流的組成成分可以表示為

(10)

比例諧振(PR)控制器的環(huán)流抑制方法，可以實現(xiàn)每相采用一組諧振控制器即可對特定次的環(huán)流諧波進(jìn)行濾除，是一種零穩(wěn)態(tài)誤差控制，實現(xiàn)簡單，環(huán)流抑制效果明顯。PR環(huán)流控制器框圖如圖5所示。

圖5 PR環(huán)流控制器框圖

2.3 改進(jìn)均壓控制方法

圖6 改進(jìn)電容電壓排序全橋SM控制流程圖

傳統(tǒng)的排序法要求SM在每個開關(guān)時刻均需要進(jìn)行一次排序，從而造成SM在每個開關(guān)周期均需要進(jìn)行投切狀態(tài)的改變。本文所提改進(jìn)均壓排序法如圖6所示。以單相上橋臂為例，分別采集全橋SM左右兩橋臂在上一個開關(guān)周期下的開關(guān)狀態(tài)Si，對于處于投入狀態(tài)的SM，當(dāng)橋臂電流ipj>0時，給該SM左(右)橋臂電容電壓值usm_i減去一個電壓偏差量uvir_L(uvir_R)；當(dāng)橋臂電流ipj<0時，則給該SM左(右)橋臂電容電壓值usm_i加上一個電壓偏差量uvir_L(uvir_R)；對于處于切除狀態(tài)的SM，維持當(dāng)前電壓值不變。最后對調(diào)整后的SM電容電壓值進(jìn)行升壓或者降壓排序，需注意的是此時不再是對實際的電容電壓進(jìn)行升降壓排序。通過以上操作，在可調(diào)電壓偏差量的范圍內(nèi)，可以讓SM具備了保持上一個開關(guān)狀態(tài)的能力，減少了SM沒必要的反復(fù)投切，從而實現(xiàn)減少IGBT的開關(guān)頻率。

3 仿真分析

為了驗證所提均壓方法的有效性，利用MATLAB/Simulink平臺搭建了20電平的仿真模型，仿真參數(shù)如表2所示。

表2 MMC仿真參數(shù)

圖7 2種方法不同閥控周期下開關(guān)頻率關(guān)系

在20電平的仿真中，分別對傳統(tǒng)均壓排序和改進(jìn)均壓排序2種方法進(jìn)行了比較分析，不同閥控周期下2種方法的開關(guān)頻率情況如圖7所示。由圖7可知，2種電壓排序法的開關(guān)頻率均隨閥控周期的增大而降低，符合頻率和周期的反比關(guān)系。但是傳統(tǒng)排序法的開關(guān)頻率受閥控周期影響較大，且開關(guān)頻率始終較高。相反，改進(jìn)均壓控制方法在閥控周期不同的情況其開關(guān)頻率始終保持在一個較低的開關(guān)水平，開關(guān)頻率明顯降低，說明該方法可以相對穩(wěn)定的保證MMC可以獲得較低的開關(guān)損耗。圖8所示為采用傳統(tǒng)均壓方法和改進(jìn)均壓算法時上橋臂第一個全橋SM的開關(guān)脈沖信號。由圖8可以看出，基于改進(jìn)均壓算法時SM的開關(guān)頻率顯著降低。

圖8 上橋臂第一個SM觸發(fā)脈沖

圖9所示為環(huán)流抑制效果對比波形。在0.5 s時投入PR環(huán)流控制器，可以看出，投入PR環(huán)流控制器后橋臂中的環(huán)流得到有效抑制。圖10所示為改進(jìn)均壓法SM電容電壓均壓效果圖。采用改進(jìn)均壓方法時電容電壓波動能得到有效控制，波動范圍保持在允許的10%以內(nèi)，在0.5 s投入PR環(huán)流控制器后，電容電壓波動范圍進(jìn)一步得到縮小。

圖9 環(huán)流抑制效果對比

圖10 改進(jìn)均壓法電容電壓均壓效果對比

圖11所示為采用傳統(tǒng)均壓方法和改進(jìn)均壓方法時的輸出相電流波形和相應(yīng)的頻譜分析對比圖。輸出相電壓為20電平。由圖11(a)可知，傳統(tǒng)方法下輸出相電流的總諧波畸變率(THD)為2.34%；由圖11(b)可知，改進(jìn)均壓方法下的THD為2.29%，說明使用改進(jìn)均壓方法不會對MMC系統(tǒng)的外部輸出特性產(chǎn)生負(fù)面影響。

圖11 輸出相電流和和頻譜分析對比圖

4 結(jié) 語

本文通過對傳統(tǒng)均壓排序法的研究分析，提出一種基于全橋SM的改進(jìn)均壓方法，基于改進(jìn)電容電壓排序，讓處于投切狀態(tài)的電容器具備維持上一個電平狀態(tài)的能力，避免了電容器反復(fù)投切，從而降低了IGBT的開關(guān)次數(shù)。為了驗證所提方法的有效性，利用MATLAB/Simulink平臺搭建了直流電壓20 000 V，輸出20電平的仿真模型。仿真結(jié)果表明，所提方法在能保證SM電容器的電壓波動在允許范圍的前提下，有效減少了IGBT的開關(guān)頻率，從而實現(xiàn)MMC的低損耗運(yùn)行，同時不會對MMC系統(tǒng)的外部輸出交流特性產(chǎn)生負(fù)面影響。