小型化雙枝節加載級聯寬帶濾波器設計

(南京信息工程大學電子信息技術與裝備研究院,江蘇南京 210044)

濾波器作為射頻收發組件的關鍵器件之一,所發揮的作用十分重要。小型化已成為當前濾波器設計中必須考慮的指標。再者,有限的頻譜資源和互聯網、物聯網時代的巨量高速信息流也要求濾波器具有更高的頻率選擇性和更大的帶寬。

多模諧振濾波器因尺寸小、損耗低、易實現大帶寬等優點而受到廣泛關注[1-6],基于低溫共燒陶瓷(LTCC)和液晶聚合物(LCP)的新型技術也使得多模諧振濾波器更具吸引力[7-8]。但利用多模諧振濾波器實現高頻率選擇性和大帶寬的同時,如何兼顧小型化,還需要進一步研究。

濾波器實現高頻率選擇性通常有三種方法[9]:增加濾波器級數、設計橢圓函數型濾波器以及引入傳輸零點。引入傳輸零點雖然能有效提高頻率選擇性,但還需要增加濾波器級數來進一步提高帶外衰減,這意味著濾波器尺寸將會變大。文獻[1]提出了一種有效尺寸為13.7 mm×5.35 mm(0.56λg×0.22λg)的兩級級聯工字型諧振器,結構簡單,便于設計,上下阻帶抑制度分別大于30 dB 和46 dB。Chen 等[10]基于多模諧振濾波器設計了一種有效尺寸為19.6 mm×11.7 mm的兩級級聯三通帶濾波器,帶外抑制為20～30 dB。Hsieh 等[11]分別設計了三級級聯和五級級聯的雙通帶濾波器,前者有效尺寸約25 mm×8 mm,第一通帶帶外抑制約25 dB@500 MHz,后者有效尺寸約40 mm×8 mm,第一通帶帶外抑制約48 dB@500 MHz。

與現有多為對稱結構的多模諧振器濾波器研究工作不同,本文對非對稱多模諧振濾波器的級聯特性進行研究,提出一種結構緊湊、具有兩個可調零點的易級聯多模諧振濾波器。通過引入多模實現寬帶,通過引入兩個可調零點和濾波器級聯實現高頻率選擇性。同時由于單個諧振濾波器的結構十分緊湊,使得多級級聯仍具有小尺寸優勢,適用于對尺寸、頻率選擇性要求較高的寬帶系統,如移動通信系統、固態雷達收發機等。

1 單個諧振器結構

在濾波器結構中,發夾濾波器具有結構緊湊、易級聯的特點。在發夾濾波器內部空白處,加載兩條開路枝節,形成如圖1 所示的諧振器結構。這與Chen等[10]和Hsieh 等[11]提出的結構不同,本文諧振濾波器為非對稱結構。基于奇偶模理論分析較為復雜,這里采用微波網絡級聯分析方法[12]。圖1 可以等效為7 段微帶線級聯,將各段微帶線的ABCD 矩陣相乘便是單個諧振器的ABCD 矩陣。

圖1 單個諧振器結構示意圖Fig.1 Structure of single resonator

微波波段,θ2,θ4,θ6相對較小,做近似忽略,同時假設微帶線無耗,忽略微帶線開路所帶來的尺寸誤差[13]。經對上述結構的級聯推導得到單個諧振器的ABCD 矩陣為:

式中:Yi為對應微帶線的導納。

通過矩陣轉換,可以把式(1)的ABCD 矩陣轉換為Z矩陣、Y矩陣和S矩陣等參數。

2 多模諧振濾波器級聯分析與設計

在圖1 結構基礎上加入耦合饋電電路,便形成如圖2 所示的單級諧振濾波器。作為應用實例,這里仿真優化設計一個單級諧振濾波器。介質基板選用厚度為0.254 mm 的Rogers 4350B,中心頻率為6 GHz,帶寬要求大于2 GHz。根據式(1)可以確定單級諧振濾波器的零極點分布及零極點變化趨勢。經仿真優化設計得到滿足上述要求的單級諧振濾波器參數,如表1所示。

圖3 為弱耦合情況下單級諧振濾波器的零極點分布。由圖3 可知,單級諧振濾波器存在兩個零點(fz1,fz2)和三個極點(f1,f2,f3)。

圖4 為零點隨θ3、θ5的變化。由圖4 可知,fz1和fz2為兩個相互獨立的零點,零點fz1由θ5產生,僅和θ5有關;零點fz2由θ3產生,僅和θ3有關。

圖2 單級諧振濾波器結構Fig.2 Structure of single-stage resonant filter

表1 單級諧振濾波器參數Tab.1 Parameters of single-stage resonant filter

圖3 弱耦合下單級諧振濾波器零極點分布Fig.3 Zeros and poles distribution of weakly coupled on single-stage resonant filter

圖4 零點隨θ3、 θ5的變化Fig.4 Zeros change along with θ3, θ5

圖5 為極點隨θ1、θ3、θ5的變化。由圖5 可知,三個極點由θ1、θ3、θ5產生。θ1對所有極點均有影響,對極點f2、f3影響較大。而θ3和θ5對極點f1、f3雖然都有影響,但θ5的影響更強。

圖5 極點隨θ1、 θ3、 θ5的變化Fig.5 Poles change along with θ1, θ3, θ5

基于上述單級諧振濾波器的零極點變化規律和特點,分別設計了兩級諧振濾波器和三級諧振濾波器。考慮到便于加工,本文不使用基板過孔工藝,同時為減小平面尺寸,設計采用傳輸線彎折結構。這樣彎折后濾波器與傳統發夾諧振濾波器十分相似,可以方便地采用電耦合、磁耦合、電磁耦合以及混合耦合等級聯方式。這里采用電磁耦合級聯來設計兩級諧振濾波器和三級諧振濾波器。圖6 給出了兩級諧振濾波器和三級諧振濾波器的結構設計圖。表2 給出了兩個濾波器經過優化設計后的各尺寸參數。

圖6 兩級和三級諧振濾波器結構Fig.6 Structure of two-stage and three-stage resonant filter

表2 兩級和三級諧振濾波器參數Tab.2 Parameters of two-stage and three-stage resonant filter

圖7 和表3 分別給出了同樣帶寬要求下,三種多模諧振濾波器的帶外抑制特性及相關參數對比。對比三種多模諧振濾波器,可以發現,隨著級聯個數增加,濾波器頻率選擇性明顯增強,但相應地損耗也在增加。另外,由于結構緊湊,即使三級級聯,尺寸也相對較小。

圖7 級聯對帶外抑制的影響Fig.7 Effect of cascade on out-of-band inhibition

表3 單級、兩級、三級諧振濾波器性能對比Tab.3 Performance comparison of single-stage,two-stage and three-stage resonant filter

如果需要更高的帶外抑制性能,可以使用更多級數進行設計。需要注意的是,當濾波器級數超過三級,各微帶線阻抗將會更大,耦合饋電電路間隙也會變得更窄,此時需要較厚的介質基板才能滿足設計。而且更多的級數意味著更高的復雜度以及更大的損耗,所以設計者需要在各項指標下做出協調。

3 級聯濾波器設計實例

為證明本設計的可行性,選擇兩級諧振濾波器進行了加工測試。該濾波器的加工實物圖如圖8 所示,介質基板選用厚度為0.254 mm 的Rogers 4350B,其有效尺寸小于5.41 mm×7.61 mm(0.21λg×0.29λg),為方便測試,輸入和輸出采用SMA 接頭連接。為改善SMA 接頭匹配效果,對其探針部分進行了一定程度的打磨。

對上述濾波器進行測試,得到如圖9 所示的測試結果。根據圖9 的仿真與實測結果對比可發現,該濾波器S21的實測結果與仿真吻合較好,帶外抑制優于40 dB,相對帶寬大于33%,損耗小于2.6 dB;但S11的實測結果與仿真相差較大,最大值接近-11 dB,這是因為SMA 接頭在帶內匹配效果較差,使得駐波比惡化,從而導致S11實測結果變差。

另外,圖9 的仿真結果中有五個極點,根據式(1),級聯后輸入導納存在式(5)、式(6)和的平方項,而且此項的解總存在自變量θ1,因此θ3和θ5共產生四個極點,且均與θ1有關,第五個極點僅由θ1產生,也僅對θ1敏感。值得注意的是,實測結果較仿真結果少兩個極點,一方面因為這兩個極點與鄰近極點相距較近,容易重合;另一方面則是由SMA 接頭較差的匹配效果所引起。

為驗證SMA 接頭對該濾波器實測結果的影響,圖10 給出了濾波器連接不同匹配狀態SMA 接頭時的駐波比仿真結果。僅微帶線為無SMA 接頭僅波端口激勵時的仿真結果,其與SMA 接頭已匹配狀態下的仿真結果較為一致,但與SMA 接頭未匹配狀態下的仿真結果相差較大。5～7 GHz 內,僅考慮駐波比最大值點可發現,已匹配狀態與未匹配狀態駐波比最大值分別為1.34 和2.10,換言之,其回波損耗應相差約7.77 dB,這與圖9 所示的仿真與實測結果較為吻合。

圖9 兩級諧振濾波器仿真與實測對比Fig.9 Two-stage resonant filter comparison between simulation and measurements

圖10 SMA 接頭對濾波器駐波比的影響Fig.10 Influence of SMA connector on filter VSWR

3 結論

本文基于微波網絡級聯分析方法設計并制作了一款小型化雙枝節加載級聯寬帶諧振濾波器。實測結果表明,中心頻率為6 GHz 時,兩級諧振濾波器有效尺寸小于5.41 mm×7.61 mm(0.21λg×0.29λg),可實現優于40 dB 的帶外抑制和大于33%的相對帶寬,與仿真結果較為一致,證明方法可行。同時,文中給出的單級、兩級和三級諧振濾波器尺寸對比又進一步表明,該諧振濾波器多級級聯仍具有小型化優勢,可為移動通信系統和固態雷達收發機的小型化設計提供參考。