寬溫度范圍高精度基準電壓源設計

(西安郵電大學電子工程學院,陜西西安 710121)

帶隙基準電壓源因具有較低溫度系數和較高電源抑制比的特點,被廣泛用于DC-DC、模數轉換器(ADC)以及低壓差線性穩壓器(LDO)等數模混合集成電路中[1-2]。傳統的帶隙基準電壓源是通過將雙極型晶體管具有負溫度系數的基極-發射極電壓(VBE)與正溫度系數(PTAT)的電壓(ΔVBE)以適當的權重相加,從而得到零溫度系數的輸出電壓值。然而,傳統的帶隙基準電壓源僅對溫度特性曲線進行一階補償,難以滿足現代高精度系統的要求。為了得到低溫漂的基準電壓源,需要進行高階補償[3-5]。對此,許多文獻提出了不同的補償方法來降低溫度系數。文獻[6]采用分段補償技術,通過在電路中加入兩個不同的曲率補償電路,在低溫段和高溫段分別實現對基準電壓的曲率補償,但這種電路較復雜,且電源抑制比(PSRR)較低;文獻[7]利用MOS 管工作在亞閾值區時漏電流和柵源電壓的非線性特性,通過引入與基準電壓溫度系數成相反趨勢的高階補償電流對基準電壓進行曲率補償;雖然文獻[7]在寬溫度范圍內降低了溫度系數,但是由于使用了較多的三極管,導致占用的面積較大。

本文設計的帶隙基準電壓源基于Brokaw 基本結構,利用PN 結的反向飽和電流隨溫度敏感變化的原理,在高溫段進行了曲率補償,使其在-40～+150 ℃的寬溫度范圍內表現出5.82×10-6/℃的低溫漂特性。

1 傳統Brokaw 型帶隙基準電壓源

圖1 是傳統的Brokaw 型帶隙基準結構。圖中,運算放大器的輸出端與Q1、Q2的基極相連,為Q1、Q2提供基極電流。由于運算放大器的電壓鉗位作用使得電阻R3和R4上的電壓降相等,若R3=R4,則流過R3和R4兩條支路的電流相等,此時三極管Q1和Q2的基極-發射極電壓差為:

于是流過電阻R1的電流為:

則流過電阻R2的電流為2I。該電流作用在R2上,可以產生一個具有正溫度系數的電壓,將該電壓與Q2的基極-發射極電壓VBE相加,便可得到輸出電壓VREF的表達式為:

通過改變R1、R2的大小,可以獲得一個與溫度無關的基準電壓。

由文獻[8]可知,三極管的基極-發射極電壓VBE隨溫度變化并不是線性的,它可以表示為[9]:

式中:T為熱力學溫度;T0是參考溫度;VG0是在溫度為T0時的發射結電壓;η是與工藝有關但與溫度無關的常數;α的值與集電極電流IC的溫度特性有關(當IC與溫度成正比時,α=0;當IC與溫度無關時,α=1)。

圖1 傳統Brokaw 型帶隙基準電壓源Fig.1 Conventional Brokaw-type bandgap voltage reference

式(4)中的VTln(T/T0)體現出非線性項,式(3)只能實現一階溫度補償,獲得近似零溫度系數的基準電壓。因此,要得到高精度的基準輸出電壓,必須對VBE的非線性分量進行高階補償。

2 寬溫度范圍高精度基準電壓源設計

本文設計的寬溫度范圍高精度基準電壓源整體電路如圖2 所示,包含啟動電路、偏置電路、帶隙基準核心電路和曲率補償電路。

2.1 帶隙基準核心電路

圖2 中的Q3、Q4和R5～R9以及運算放大器(M16～M23)組成一階帶隙基準電壓源。其中,Q3和Q4發射極結面積之比為1 ∶8,R5=R6。利用運放的“虛短”特性,鉗位A 點和B 點電壓,使得VA=VB。假設Q3和Q4的集電極電流為I1,則:

由KCL 有流過R9和Rtrim的電流為2I1,所以有:

因此Q3基極電壓為:

于是帶隙基準電壓可表示為:

然后通過電阻升壓網絡可得到基準輸出電壓VOUT:

為了產生零溫度系數的帶隙基準電壓,對VOUT關于溫度T求偏導,即:

由式(10)可看出,通過調節電阻R3、R4、R8和R9的比值即可得到理想的零溫度系數的基準輸出電壓VOUT,然后通過分壓網絡可得到多個零溫度系數電壓值,分別為電路中需要的模塊提供參考。其中,Rtrim的作用是為了解決實際生產中的偏差失配問題加入的修調電阻,減少誤差。

式(9)是在理想條件下得到的基準輸出電壓值。圖2中,由于三極管Q3、Q4存在來自于R3的基極電流,這就導致R3和R4上的電流不一致,使VOUT在VREF的基礎上產生一定的溫差,并且精度、電源抑制比等參數也會受到影響[10]。因此,式(9)的表述并不準確,本文通過在Q3、Q4的基極加入電阻R7來消除基極電流帶來的誤差[11]。首先假設三極管Q3和Q4的基極電流為Ib,則加入電阻R7后帶隙基準電壓可表示為:

式(11)第二項多項式中Ib隨溫度變化,使得V′REF在VREF基礎上多了一個隨溫度變化的微小變量,從而導致基準輸出電壓VOUT的溫度特性也發生了一定的變化。由于Q3和Q4從R3抽取了兩份基極電流,因此基準輸出電壓可表示為:

圖2 寬溫度范圍高精度基準電壓源整體電路Fig.2 The complete circuit diagram of the voltage reference with wide-temperature-range and high-precision

由式(11)可以看出,對于帶隙基準電壓V′REF來講,即使加入了R7仍然可以通過調節R8和R9的比值來得到一個零溫度系數的基準電壓。對于基準輸出電壓V′OUT來講,通過調節的值,使之等于R3,即可將式(12)的后兩項消除,從而可得到R7的值為:

2.2 曲率補償電路

曲率補償電路由M28-M30 和Q5構成。IS由BE 結短接的NPN 晶體管Q5形成,補償電流ICOMP1和ICOMP2通過M28-M30 電流鏡結構分別注入到A 點和B 點,對PTAT 電流進行補償。IS可以表示為:

式中:C是與PN 結的結面積及摻雜濃度有關的常數;γ在一定溫度范圍內也是常數;VG0為絕對零度時PN結材料的導帶底和價帶頂電勢差,對于給定的PN 結材料,VG0為定值;q為電子的電荷量;k為玻爾茲曼常數;T為熱力學溫度。

圖2 中,M28、M29 和M30 的寬長比為1 ∶8 ∶1,于是補償電流ICOMP1和ICOMP2為:

經過一階補償和曲率補償后的帶隙基準電壓可以表示成:

將式(18)代入式(9)可得到基準輸出電壓VOUT的表達式為:

結合式(16)～(17)和式(19)～(20)可得基準輸出電壓為:

式中:K0為負溫度系數電壓VBE3的系數;K1為一階溫度補償系數;K2為高階曲率補償系數。其中一階溫度補償系數K1主要與R8和R9的比值相關,而高階曲率補償系數K2主要與PN 結面積相關。

2.3 偏置電路

圖2 中,偏置電路由電流源(M1～M9、Q1、Q2和R1)和電流偏置(M10～M15)組成。正常工作時,電流源產生與電源電壓無關的PTAT 電流后,經過電流鏡成比例復制給電流偏置部分,為M16 管提供偏置電壓。令M1～M5 的寬長比相等,Q1和Q2流過的集電極電流相同,假設該電流為IPTAT,Q1和Q2發射極結面積比為8 ∶1,忽略它們的基極電流,于是有:

通過M1～M4、M10、M12 和M15 電流鏡結構將IPTAT按比例精確復制,產生偏置電流和M16 偏置電壓。

2.4 啟動電路

帶隙基準電路中,電路存在“簡并”偏置點,當電源上電時,所有的晶體管均傳輸零電流,于是它們可以無限期地保持關斷,因此需要設計啟動電路。啟動電路僅應在上電時提供啟動功能,當基準核心電路建立穩定后保持關閉或低功耗狀態,如圖2 所示,M24～M27 和C1構成啟動電路。當電源剛開始上電的時候,并且提供有效的使能信號EN1,EN1 和EN2 互為反向信號,啟動電路開始工作。EN1 為低電平時,EN2 為高電平,M25 關閉,M26 的柵端沒有電荷,柵電壓為0,M23 管關閉,因此Q3基極沒有電流注入;隨著電源電壓逐漸上升,EN1 為高,EN2 為低,M25管導通,M26 柵端電壓被抬高,從而將M23 管的柵端電壓拉低,M23 管導通,開始從電源汲取電流,并注入基準核心電路,使基準核心電路開始工作;同時,M25 管的漏電流逐漸增大并對電容C1充電,M26 柵端的電壓逐漸升高,當基準核心電路正常工作時,M23的漏端電壓升高,使M27 管導通。從而將M26 柵端電壓拉低,M26 管關斷,啟動電路關閉。

3 電路仿真驗證

基準電壓源電路采用0.18 μm BCD 工藝設計,并使用Spectre 工具進行仿真驗證。仿真條件為:VDD=3.3 V,溫度范圍為-40～+150 ℃。圖3 和圖4 分別是補償前與補償后的基準輸出電壓溫度特性的仿真結果。從圖中可以看出,沒有進行高階補償的溫度系數為17.52×10-6/℃,補償后的溫度系數為5.82×10-6/℃,補償后溫度系數降低了11.7×10-6/℃,精度提高了66.8%。

圖3 補償前的基準輸出電壓溫度特性Fig.3 Temperature characteristics of the reference output voltage before compensation

圖5 是在VDD=3.3 V,不同工藝角下基準輸出電壓隨溫度變化的仿真結果。從圖5 可以看出,在TT工藝角下基準電壓源有最佳溫度系數值5.82×10-6/℃,在SS 工藝角下有最差溫度系數值14.6×10-6/℃。

圖6 是當VDD=3.3 V,溫度為27 ℃時,在TT、SS、FF 三種工藝角下,基準電壓源的電源抑制比(PSRR)仿真結果。從圖6 可以看出,低頻時,TT 工藝角下的PSRR 為79.4 dB,在10 kHz 時電源抑制比也有58.9 dB。

圖4 補償后的基準輸出電壓溫度特性Fig.4 Temperature characteristics of the reference output voltage after compensation

圖5 基準電壓源在不同工藝角下的溫度特性Fig.5 Simulation results for different process corners

圖6 基準電壓源的電源抑制比曲線Fig.6 PSRR curves of the voltage reference

表1 為本文與部分參考文獻帶隙基準源的性能比較。從表1 可看出,本文設計的基準電壓源的溫度系數優于文獻[7-8],低頻下的PSRR 也優于文獻[6-8],且本文設計的基準電壓源具有可調節的多值輸出電壓。

表1 本文與其他文獻帶隙基準源的性能參數對比Tab.1 Performance parameters comparison of bandgap reference source of this paper and other literatures

4 版圖設計

版圖的匹配性決定了基準電壓源精度的誤差大小。由式(9)和式(10)可知,電阻比值的大小直接影響著基準輸出電壓的精度和溫漂特性。因此本文設計將基準電壓源中的所有電阻放置在同一區域,并采用叉指法以減少工藝刻蝕造成的誤差。此外,對于電流源電路和帶隙核心電路中使用的三極管部分的版圖,本文設計由8 個并聯的NPN 三極管分別構成Q1、Q4,分布在Q2和Q3周圍,使Q1和Q2、Q3和Q4均形成對稱性匹配。圖7 為基準電壓源的版圖。其中,運算放大器、偏置電路和電阻都分別進行了合理的布局。

圖7 基準電壓源版圖Fig.7 Layout of the reference voltage source

5 結論

本文在傳統的Brokaw 型帶隙基準電壓源的基礎上,設計了一種寬溫度范圍高精度的基準電壓源。利用PN 結反向飽和電流隨溫度敏感變化的原理在高溫段產生與基準電壓溫度系數呈相反趨勢的補償電流,對傳統的一階補償的帶隙基準電壓源進行曲率補償,提升了基準輸出電壓的精度和溫漂特性,并采用電阻分壓網絡輸出多個不同的零溫度系數電壓值。仿真結果表明,在3.3 V 電源電壓下,-40～+150 ℃溫度范圍內,TT 工藝角下,基準電壓源溫度系數為5.82×10-6/℃;低頻時PSRR 為79.4 dB,通過合理的版圖設計,可以應用到數模混合芯片中。