基于FPGA的高頻逆變裝置的變頻移相控制實現

陳 雪，趙建榮，黃 輝，柳 龍，胡丁文

(1.西安許繼電力電子技術有限公司，西安 710075;2.西安西電高壓開關有限責任公司，西安 710018)

0 引言

電動汽車無線充電是非接觸式感應電能傳輸系統在大功率供電領域的一項應用，完整的無線充電網絡，主要分為地面設備、本地監控設備、車載設備和車聯網平臺4大部分。本文的研究對象為該網絡中的高頻逆變電路(工作頻率為82 kHz)，分析了高頻逆變器的工作特性，最終確定了移相和調頻結合的控制方案并針對此方案選擇合適的控制系統。文獻[1]介紹了基于FPGA的PWM控制器，通過計算脈寬數據并判斷電流過零點并計算脈沖頻率來實現對半控整流器電路的控制，但該文獻中算法處理放在FPGA中完成，而FPGA并不適用于數學運算且算法處理極其占用資源，如果強行使用FPGA處理所有算法會使得選擇的FPGA芯片價格成本過高，所以該方案不適合工程應用。文獻[2]中介紹了基于DSP的全橋移相脈沖生成，采用DSP的事件管理器生成PWM波，同時基于移相策略完成功率閉環控制，但該文獻中逆變電路的工作頻率為20 kHz，而本文中高頻逆變電路工作頻率需要達到82 kHz，工況有所不同。文獻[3]中通過在FPGA中完成PID算法和PWM生成控制逆變電源，但對于FPGA的具體實現未給出詳細介紹。針對本文采用的移相和調頻相結合的控制方式，提出了一種DSP與FPGA相結合的控制系統，其中DSP完成算法計算生成脈沖頻率和相位角，并通過數據總線傳遞給FPGA；FPGA通過總線接收DSP發送的頻率、相位值，完成具體的變頻、移相、PWM波生成等工作。本文側重于說明FPGA的工作內容。

1 系統結構和原理

非接觸感應電能傳輸系統的原理如圖1[4]所示，地端變流裝置連接電網的三相交流電，對交流電整流濾波變換為直流電，再通過高頻逆變器將直流電逆變成高頻交變電流[5]。地面諧振單元與車載諧振單元通過可分離變壓器磁諧振進行能量傳遞。車載變流裝置將變壓器副邊輸出的高頻電流由高頻二極管不可控整流轉化為直流電，給車載動力電池充電，地端控制器和車端控制器之間通過wifi模塊進行通信。

圖1 靜止式無線充電系統結構框圖

對于地端逆變部分，需要對系統引入控制策略，實現系統的閉環穩定工作，從而達到對原邊逆變器等效輸出電壓的調節，因此諧振網絡輸入阻抗呈現感性即可實現軟開關。采集副邊電池的充電電流，通過wifi無線通信發送給原邊，在原邊通過PI控制改變高頻逆變電路PWM波的頻率或者改變PWM移相角，達到改變輸出功率的目的。

本文的研究對象是高頻逆變電路，如圖2所示，全橋逆變電路若采用移相控制方式，T1和T2(T3和T4)輪流導通，各導通180度。T1和T3相差α移相角，輸出電壓的有效值僅與移相角相關，負載性質不會使得輸出電壓波形發生畸變[6]。若采用變頻控制是改變驅動信號PWM的頻率，即改變系統的工作頻率來達到改變系統的輸出功率的目的[7-8]。本文采用了移相和調頻結合的方案，上電階段調頻至合適的諧振頻率，同時把T1和T3移相角從0增大到π，使得功率緩慢增加，減小電流過沖，等系統穩定運行后，根據工況微調頻率和相位實現輸出功率的調節。

圖2 高頻逆變電路原理圖

2 控制系統設計

移相和調頻相結合的輸出控制方式具有高精度、寬范圍和適應性強的特點，在選擇控制芯片時考慮到系統工作頻率、控制精度高，常用的以DSP作為控制芯片的做法遇到了一些困難，由于DSP的專用PWM口數量有限，開關頻率比較高時中斷周期時間不夠用，且DSP不擅長做時序控制而數字信號及算法處理能力強；反之FPGA數字信號及算法處理能力弱，但具有并行執行、靈活性強、硬件可編程、擅長時序控制的特點，更適合進行高頻率高精度的時序控制[9]；所以最終控制系統綜合兩者的優缺點，采用DSP+FPGA的結構，其中DSP完成PI控制、頻率/移相角計算等功能；FPGA通過數據地址總線接收DSP發送的頻率、相位指令，完成頻率和相位可調的PWM生成以及保護等相關邏輯功能；FPGA芯片選用Altera公司的Cyclone Ⅳ系列的EP4CE40F23I7芯片，該芯片具有邏輯單元(LE)39600個，用戶IO口329個，PLL數量4個，能夠滿足該項目需求。

3 基于FPGA的硬件模塊設計

基于FPGA實現移相調頻功能的總結構如圖3所示，DSP中計算出移相和頻率指令后傳遞給FPGA，由FPGA負責相位和頻率可調的PWM的生成，DSP一個中斷周期發送一次移相和頻率指令，FPGA通過數據、地址總線從DSP接收到指令后，暫存在鎖存器中，由狀態機控制鎖存器更新輸出移相角和頻率設定值的時刻，頻率生成模塊產生初始PWM波，即T1管的PWM波，初始PWM取反作為T2管的PWM波，移相控制模塊對初始PWM波進行給定相位的移相，生成移相后的PWM波，即T3管波形，T3波形取反得到T4管的PWM波。最終生成4路驅動信號供給4個開關管。而狀態機控制的移相角和頻率設定值時刻是避免指令在切換過程中出現非法的PWM脈沖，影響控制效果的關鍵。

圖3 基于FPGA實現移相調頻的結構框圖

3.1 定頻率PWM生成模塊

FPGA的時序處理過程首先需要一個外部參考時鐘，將晶振輸入的時鐘信號經過PLL倍頻得到100 M高速時鐘信號，通過按照一定周期對計數器進行累加，累加到最大值后將計數器進行清零，以此形成和DSP給定頻率同頻的鋸齒波，這個最大值也成為周期計算器的值，周期寄存器的值可以通過計算得到。計數器的周期寄存器值的計算公式為：

Tcnt=fclk/fPWM

(1)

式中,fclk為PLL輸出時鐘頻率100 M；fPWM為DSP給定PWM頻率；Tcnt為計數器的周期寄存器值。100 M除以給定頻率，就是需要計數的次數。

采用增計數器以100 M高速時鐘信號為基準進行計數累加，當計數值等于周期寄存器的值時清零計數值，計數器輸出的計數值再和比較寄存器進行比較，就生成了給定頻率的初始PWM_T1波。該部分代碼原理如圖4所示。遞增計數器的計數值達到周期寄存器值時將計數器的值清零，即可得到圖中的周期變化的鋸齒波，由于系統要求PWM占空比為50%，所以比較寄存器的值等于周期寄存器的1/2。經過比較器把計數值和比較寄存器的值進行比較，當計數值小于比較值時置PWM波為高電平，反之為低電平，就得到了頻率為給定頻率fpwm占空比為50%的初始PWM波，也即T1管脈沖。

圖4 初始PWM生成原理圖

3.2 移相控制器模塊

生成初始PWM_T1后，進入移相控制模塊按照DSP給定的PWM移相角度進行移相，通過對初始PWM_T1脈沖的上升沿和下降沿分別做延時進行了移相處理。如圖5所示，初始脈沖首先進行上升沿延時濾波，得到波形①，再對波形①進行下降沿延時濾波(濾波相同時間長度)后得到波形②，△T1即代表移相角度。經過移相處理后即得到T3管的PWM_T3波。

圖5 移相過程時序圖

該部分代碼原理如圖6所示，初始脈沖首先需要進行上升沿檢測，以上升沿為起點開始，輸出脈沖的初始狀態為低電平，按照PLL鎖相環倍頻產生100 M時鐘信號用計數器1進行累加計數，通過比較器1比較計數值1乘以時鐘周期的時間和給定移相時間的時候，計數器1清零，輸出脈沖變為高電平，得到波形①，再對波形①進行下降沿檢測，以下降沿為起點開始，按照100M的時鐘頻率用計數器2進行計數，通過比較器2比較，當計數值2乘以時鐘周期等于移相時間的時候，計數器2清零，輸出脈沖變為低電平，得到波形②PWM_T3，即T3管脈沖。

圖6 移相原理圖

3.3 狀態機控制模塊

由于該控制方法中，DSP每一個中斷周期更新一次頻率和移相角，DSP傳遞的頻率指令和移相角度發生變化的時間對于FPGA來說是不確定的，如果在一個PWM波的中間時刻更新了頻率或移相角，可能會出現PWM占空比不為50%的脈沖或其他非法脈沖，所以需要保證PWM波無縫的切換到下一個周期，也就是新的指令下產生的PWM需要在舊的指令下一個完整周期的PWM輸出完成后再切換，所以就需要控制頻率或移相角更新的時刻，等待這一周期PWM結束，在下一個脈沖上升沿開始再執行最新的移相角/頻率。

以圖7所示為例，頻率從40 kHz變化為30 kHz，頻率發生切換時，應該等待40 kHz的PWM當前周期結束后的下一個周期，再開始30 kHz的脈沖；同樣的，相位從0°變化為90°，相位切換時，也需要等待當前周期結束，再從下一個周期開始進行移相。

圖7 頻率和相位切換控制時序圖

正確更新脈沖的關鍵在于相位和頻率切換的時間結點，按3.2節所述移相原理，如圖8所示，CNT1為從初始PWM_T1上升沿開始計數的增計數器1，CNT2為PWM_T1_sig下降沿開始計數的增計數器2。CNT1計數到比較值后保持等于比較值直到PWM_T1等于0時清零。CNT2計數到比較值后保持等于比較值直到PWM_T1_sig等于1時清零。在圖8中將初始PWM_T1的一個完整周期分為4個時間段。分析了如果在各個時間段切換時的情況：

圖8 窄脈沖時序圖

t1～t2時間段，可以更新頻率和移相角。

t2～t3時間段，可以更新頻率，不能更新移相角，按照移相控制器程序的邏輯，此時間段內計數值1等于比較值(移相時間)，如果這時移相相位更新，即比較值更新，如比較值增加2，那么CNT1會重新小于比較值，會觸發比較器的輸出變化，脈沖從高電平突變為低電平，等到CNT1再累加兩次，就再次等于新的比較值，脈沖從低電平恢復為高電平，就產生了如圖8所示的窄脈沖。

t3～t4時間段，可以更新頻率和移相角。

t4～t5時間段，可以更新頻率，不能更新移相角，同樣會產生窄脈沖。

最終選擇t3～t4作為更新移相角和頻率的時間段避免脈沖異常的出現。

采用有限狀態機模塊STATE MACHINE，通過判斷PWM_T1和PWM_T3的高低電平狀態，如圖9所示，在PWM_T1為低電平時保持在狀態0中，在PWM_T1為高電平后跳轉到狀態1中，狀態機從狀態1無條件跳轉到狀態2，在狀態2中判斷當PWM_T1為高電平時保持在狀態2中，為低電平時跳轉回狀態0，這樣就把PWM_T1按電平情況劃分為不同的狀態機狀態，狀態0表示低電平狀態，狀態1表示是上升沿，狀態2表示高電平，于是頻率和移相角指令在狀態1進行更新，即屬于上一節所述的t1～t2時間段，在該時刻更新頻率和移相角指令可以保證PWM在指令更新的前后兩個周期都輸出的PWM正確無誤。

圖9 狀態機

4 試驗結果與分析

本文的FPGA設計在Quartus II 12.0軟件平臺上進行綜合，采用Signal-Tap進行在線仿真，并在實際工程中得到了驗證。測試過程分為移相調頻的離線功能測試和系統級驗證。

4.1 移相調頻的離線功能測試

首先在離線情況下驗證移相和調頻的功能。調頻功能測試，如圖10(a)所示，DSP下發頻率33 k(30 μs)～20 k(50 μs)的切換，用示波器觀察切換點的波形， FPGA收到更新的頻率角度后，在下一個T1管脈沖上升沿開始以最新的頻率執行，可以看到在切換點前的一個周期為30 μs，切換點后的一個周期是50 μs，無非法脈沖。

移相功能測試，如圖10(b)所示，DSP下發移相角度即移相時間從5～0 μs，FPGA收到更新的移相角度后，在收到指令后在下一個T1管脈沖上升沿開始以最新的移相角度0執行。滿足系統控制要求。

圖10 變頻移相實驗波形圖

4.2 系統測試

本設計輸出最大功率為11 kW，在啟動時，如圖11(a)所示是將T1和T3相位角從0逐步移相至π的過程中移相角為π/2、頻率為81.3 kHz時的波形圖，1通道為高頻逆變輸出電壓，2通道為高頻逆變輸出電流，3通道為高頻逆變輸入側直流母線電壓。如圖11(b)所示，是移相角為π、頻率為81.9 kHz時的運行波形，此時系統諧振工作頻率為81.9 kHz，電流和電壓之間相位差為零。

圖11 高頻逆變電流電壓波形

系統測試過程中移相角可以通過后臺進行修改，如圖12所示，地端直流電壓為260 V時移相角指令為99°時，充電功率為0.3 kW。

圖12 控制后臺

在地端直流電壓、車地端耦合系數、負載電阻一定的情況下，改變移相角可以改變系統的輸出功率，如表1所示是在不同移相角下的功率參數，在不同功率下效率均超過國標規定的92.5%。

表1 運行參數表(地端直流電壓600 V)

5 結束語

結合移相和調頻控制的優點，針對電動汽車無線充電系統中高頻逆變部分采用了移相和調頻相結合的控制方案[10]。在控制硬件平臺選擇上，由于DSP擅長數字計算但開關頻率高時資源緊張，而FPGA具有并行執行、擅長時序控制等特點，更適合實現高頻率高精度的時序控制，所以最終采用DSP+FPGA的控制系統，即由FPGA接收DSP發送的脈沖頻率和移相角后，采用硬件編程語言完成變頻移相模塊，生成頻率相位可調的PWM波，并且用狀態機控制頻率和相位的更新時間避免了非法脈沖的出現。并在電動汽車無線充電系統運行中驗證了該控制方法的正確性。