基于人工心臟非對稱線圈諧振式無線電能傳輸系統設計與研究

鄭春生, 蔣 贏, 伏永浩

(上海電機學院 電氣學院, 上海201306)

近年來,生物科學發展迅速,大量醫療設備興起。其中,仿生制造的應用成為醫療領域新型治療方案。例如人工心臟設備的研發,可以促進心臟缺陷患者的有效治療。人工心臟有植入電池與經皮供能兩種供能方式,植入電池最大缺點是電能傳輸不便,在電池電能耗盡時,必須對患者進行手術以更換體內電池,手術的高昂費用與所帶來的身體疼痛給予患者雙重痛苦。有線供能結構簡單、供電可靠,然而患者體外連線的肌肉組織容易被感染,帶來額外的健康風險,且電纜使患者的生活產生極大不便。傳統型人工心臟裝置采用體外經皮電纜實現供能;而無線供能則利用無線電能傳輸(Wireless Power Transfer,WPT)技術,通過將電能拾取設備植入到病人體內,電能發射設備在體外供電。WPT既無需使患者二次手術,降低感染風險,又增加了患者生活的便利性,提升生活質量。

在人工心臟的無線供能領域,國內外進行了廣泛研究。Matsuki等[1]針對人體全植入式人工心臟經皮能量傳輸展開研究,使用了非晶磁纖維材料作為耦合線圈材料,采用螺旋繞制,此方案提高了傳輸效率并減少了系統工作溫升。Miura等[2]針對發射裝置偏置情況提出了一種新型的控制方法,調整人工心臟供能系統發射裝置的諧振頻率和軟開關頻率,以調節接收裝置拾取電壓。Asgari[3]、Waters[4]等利用FREE-D 法對人工心臟Heart Mate II[5-6]進行無線充電試驗,加入一個額外線圈,樣機效率為61%,并將其植入母豬體內,通過兩個星期的觀察實驗,驗證了電能植入設備在母豬體內可正常工作。

對于人工心臟無線電能拾取設備而言,耦合尺寸會被限制。同時為了得到良好的位置偏移性能,采用非對稱的耦合機構線圈。朱亮等[7]著重研究了非對稱耦合線圈在過耦合狀態時產生的頻率分裂,對頻率分裂原因展開詳細分析,并分析了非對稱線圈耦合時其互感的影響因素,重點研究了對耦合因數的優化措施。方學林等[8]采用了四線圈的非對稱耦合結構,探明了不同耦合因數以及品質因數(Q值)對WPT效率的影響趨勢,得出線圈品質因數值和耦合系數的提高可使電能傳輸效率得到提升。謝民燦等[9]研究了空間螺旋型發射線圈與平面方形接收線圈之間的電能耦合傳輸,該非對稱線圈相距22 cm,傳輸功率達到了36 W。尹建斌等[10]具體研究耦合機構尺寸對傳輸性能的影響,還得出耦合線圈內阻的增加和品質因數的提高可使頻率分裂程度降低。另外,以電動汽車為應用對象,相距20 cm 時,55 cm 大小的線圈能使電能傳輸效果最好。其次天津工業大學的科研團隊還做了一系列研究,其中包括非對稱諧振式耦合參數的選擇、控制方法的優化[11-15]。本文針對人工心臟的WPT系統,研究了非對稱結構下耦合結構的偏置對線圈磁場分布以及傳輸效率的影響,并通過實驗驗證了其影響。

1 人工心臟WPT系統模型分析

采用非對稱線圈磁耦合諧振式無線電能傳輸(Magnetic Coupled Resonant Wireless Power Transfer,MCR-WPT)作為人工心臟電能傳輸方案。圖1為非對稱諧振式無線供電的系統結構圖。MCR-WPT系統包括射頻電源、調諧部分、非對稱耦合機構部分、整流部分以及電能拾取部分。線圈諧振,即工作在系統諧振頻率,使阻抗達到最小,此時線圈間磁場強度最強,傳輸性能最優。隨著諧振頻率的增大,傳輸性能也會增強,達到MHz級別,相同的耦合線圈傳輸性能可得到明顯提高。

圖1 MCR-WPT系統框圖

非對稱MCR-WPT 系統,選用簡單的串串型電路拓撲。圖2 所示為等效電路圖,其中RTX、LTX、CTX為TX線圈的電阻、電感與電容值,M為互感,RRX、LRX、CRX為RX線圈的電阻值、電感值與電容值,RL為功率負載電阻值,高頻電源內阻以及線圈本身寄生電容忽略不計。為電源電壓,令發射裝置與接收裝置電流為、。

圖2 等效電路結構框圖

發射裝置阻抗:

接收裝置阻抗:

式中:j為虛部單位;ω為角頻率,ω=2πf,f為高頻電源頻率。

列寫基爾霍夫電壓定律:

根據式(3)求得發射、接收端電流為

得高頻電源輸入功率:

發射、接收端回路諧振時,兩回路LTX(或LRX)線圈電壓與其串聯的諧振電容CTX(或CRX)電壓矢量和為零。此時接收端回路電流達到最大值,則

計算得到接收端消耗功率:

傳輸效率為

由式(9)可知,效率η與負載阻值、發射與接收線圈內阻、頻率、互感密切相關。

2 仿真分析

2.1 負載、互感對傳輸性能的影響

由第1節的計算分析可以得出,傳輸效率與傳輸功率的大小由負載電阻與互感共同決定。為了形象描述其關系,用Matlab軟件繪制RL、M、η三維關系圖,如圖3所示。針對本文研究的非對稱系統,仿真參數為:高頻電源電壓有效值15 V,工作頻率50 k Hz,接收線圈電感LRX=34.41μH,阻值RRX=0.303Ω,發射線圈電感LTX=77.58μH,阻值RTX=0.547Ω,負載阻值RL范圍設置為0～30Ω,互感M范圍設置為0～30μH。

圖3 三維圖形下傳輸效率、負載與互感關系

由圖3可知,M從0上升到30μH 時,傳輸效率η增大的幅度較大;而固定M值不變,RL從0上升到30Ω 時,η值基本不變。表明互感對傳輸效率的影響更為明顯。

根據式(8),運用Matlab繪制RL、M、Pout三維關系圖,如圖4所示。

圖4 三維圖形下負載功率、負載與互感關系

由圖4可知,負載阻值RL在范圍內為某一特定值,M從0上升到30μH,負載功率Pout先增大后減小,且負載不同,M在范圍內最大取值點不同。M為某一固定值時,RL從0上升到30Ω,Pout緩慢上升。

以上分析表明,M對非對稱WPT系統傳輸效率與消耗功率的影響較大,M值將直接決定其傳輸性能。

2.2 基于磁場分布的Maxwell仿真

由文獻[16]可知,影響圓盤型線圈互感的主要因素有平均尺寸、線圈匝數以及徑向距離。

為了弄清圓盤型線圈偏置對互感的影響程度,進行基于Maxwell的磁場仿真。在Maxwell軟件中建立圓盤非對稱式線圈三維模型,圓心均位于z軸,大小線圈設置匝數為35與25。磁場仿真首先設置大小線圈的端面激勵分別為3A 與1A,模擬傳輸過程中接收線圈能量低于發射線圈的情況。由人工心臟供電系統設計指標,將軸向默認距離設為10 mm,區域設置長寬300 mm,高1 600 mm的長方體,線圈線徑設為1.76 mm,內徑設為12 mm,區域內采用真空,線圈屬性設置為Cu,場域設置為渦流場。

非對稱線圈圓心同在z軸上的磁感應強度分布如圖5所示,鄰近線圈的磁感應強度B數值較大,呈z軸對稱分布,線圈邊緣處磁感應強度接近于0。

圖6所示為電能在非對稱線圈之間完成空間能量傳輸。線圈在50 k Hz時強烈耦合,磁場磁力線在線圈附近呈現螺旋狀分布,具有方向性,由發射線圈經過空間區域到達接收線圈。x-z平面上,沿磁力線方向,磁場強度逐漸降低,可知發射線圈中心位置磁場強度最強,線圈邊緣處磁場強度較弱。

圖5 線圈同軸磁場分布

圖6 非對稱線圈磁力線分布

改變線圈之間z軸軸向間距,起始距離設置為10 mm,設置軸向偏移變量,仿真步長設為10 mm,變量范圍設置為0～90 mm 之間。通過仿真得出互感值與軸向距離關系如圖7所示。

從圖7可以看出,兩非對稱線圈相距越遠,其互感值越低,當相距60 mm 時,互感值降低到較低水平,僅5μH 左右,之后衰減速度緩慢。

再進行x-y平面線圈橫向偏移仿真,圓盤線圈依舊平行。設置橫向偏移距離變量,x正方向偏移量取正值,負方向取負值。z軸軸向間距距離10 mm恒定,通過渦流場仿真探明互感值隨橫向偏移距離的變化趨勢。截取x-z平面,偏移20 mm時磁場分布如圖8所示。

圖8 橫向偏移磁場分布

由圖8可知,偏移距離20 mm,相比于圖5,磁感應強度最大值相等,線圈偏移,磁場分布隨之進行橫向偏移。磁場傳輸方向主要沿著z軸。設置x軸橫向偏移變量,以5 mm 為一個步長,在-30 mm～30 mm 偏移范圍內進行仿真,負方向偏移量取負值。圖9所示為互感值與橫向偏移距離關系圖。

圖9 互感與橫向距離關系圖

由圖9可知,圖形呈對稱關系。在x軸正反方向相同距離偏移,互感值也相同,表明圓盤線圈x軸偏移時互感無方向性。隨著橫向偏移距離增加,互感值下降速度逐漸加快,無橫向偏移時互感值最大。

2.3 電磁聯合仿真

通過電磁軟件ANSYSEM 2019 R2的Maxwell模塊建立線圈仿真模型,設置匝數、匝間距、導線直徑、圓盤內徑以及線圈空間位置,將畫好的線圈封閉操作使電流流通,并設置仿真磁場類型,本次仿真于渦流場下進行。

頻率掃描范圍為50～160 k Hz,初始為50 k Hz,模型建立完成,之后設置線圈材料、解算域、電流激勵。檢查通過,進行仿真。仿真出電感值分別為LTX=77.87μH,LRX=35.05μH,以及互感值M=31.32μH。Maxwell線圈導入到Simplorer仿真界面,設置功率表測量發射與接收端的電能功率,可以直接得出電壓、電流與功率。

US為有效值15 V的正弦電壓,仿真參數如表1所示。通過仿真得到高頻電源電壓波形與接收裝置負載電壓波形,可直接得出電源電壓的有效值為13.924 6 V。諧振后,初級回路電流有效值為1.477 2 A,接收端電流有效值為1.392 5 A。圖10為高頻電壓與電流波形。

表1 系統仿真參數

圖10 高頻電壓與電流

從圖10可以看出,高頻電源電壓與電流波形相位相同,此時處于諧振狀態,傳輸效果達到最佳,電壓、電流的有效值分別為15 V 與1.48 A,得出電源功率達到22.16 W。負載電壓、電流有效值為13.924 6 V與1.392 5 A,可得拾取輸出功率為

效率為

體外對人工心臟供能時,發射線圈可能會發生位置偏置,分為軸向偏移、橫向偏移與偏轉,進而導致傳輸性能的變化。發射線圈大多貼合人體進行能量傳輸,較大概率會發生橫向偏移。首先通過仿真探究橫向偏移時傳輸效率的變化情況。x軸正反方向偏移時互感變化呈現對稱性,簡化流程,僅在x軸正方向上進行偏移,偏移范圍在0～30 mm內,仿真步長設置為3 mm,進行傳輸效率的電磁聯合仿真,偏移距離與效率關系如圖11所示。

圖11 橫向偏移時的傳輸效率

由圖11可知,沿著x軸偏移距離越大,傳輸效率越低。偏移12 mm內,效率變化平穩,超過12 mm,降低速度變快,超過25 mm,傳輸效率低于80%。

隨后探究軸向偏移對傳輸效率的影響,將線圈沿著z軸正方向移動進行仿真。兩線圈開始相距10 mm,并設置10 mm 步長,得出軸向間距與效率關系如圖12所示。

由圖12可知,軸向偏移以10 mm為步長,傳輸效率下降很快,相距30 mm,效率僅為70%左右。人工心臟佩戴患者在進行充電時,間距超過30 mm情況概率較小。將步長設置為2 mm 進行仿真,得出10～30 mm軸向間距與效率關系如圖13所示。

由圖13可知,線圈相距20 mm 內,距離增大,效率改變較小,相距12 mm 時達到最高效率;距離增大,效率依舊呈下降的趨勢。

圖12 軸向偏移時的傳輸效率

圖13 軸向偏移0～20 mm時的傳輸效率

3 實驗驗證

3.1 實驗裝置

為了驗證結論的正確性,建立了無線電能傳輸平臺。其中包括兩個直流源、LCR測量電橋儀、高頻逆變器、等比例隔離變壓器、非對稱耦合機構、負載。逆變拓撲采用全橋高頻逆變,選用110股、每股直徑0.1 mm的利茲線繞制線圈,進行圓盤型纏繞。兩線圈內徑12 mm,發射與接收線圈分別設置為35、25匝。諧振電容采用CBB聚丙烯電容,發射端調諧部分采用104 J、223 J和133 J三電容并聯,由于電容設計誤差的存在,接收端調諧部分采用3個104 J電容、1個103 J電容進行并聯,使實際電容值滿足要求。頻率采用50 k Hz,由DSP28335提供數字信號。負載定為10Ω,采用15 V直流供電。

3.2 驗證比較

測定驅動芯片與MOS管功能正常后進行實驗。主電路電源供電15 V,線圈軸向間距定為12 mm,驅動電路電源供電10 V,負載電阻用定值為10Ω 的滑動變阻器替代。無偏移時,示波器測得負載電壓峰值Up約20 V,有效值為

負載損耗功率:

直流電源供電15 V 時,電流值為1.66 A,輸出功率值24.9 W,實驗傳輸效率:

多次改變偏移距離,分別測量不同偏移距離下的發射端電壓電流與接收端電壓,最終得出傳輸效率。圖14所示為橫向偏移實驗時的傳輸效率圖,圖15為軸向偏移實驗時的傳輸效率圖。可見實驗與仿真結果變化趨勢吻合,因手工誤差以及硬件電路損耗等問題,使得實驗結果比仿真值低。

圖14 橫向偏移實驗時傳輸效率

圖15 軸向偏移實驗時傳輸效率

由圖15可知,為了使傳輸效率保持在較高水平,線圈軸向間距最好控制在22 mm 之內,而超過22 mm,效率值低于70%。

4 結 論

本文以人工心臟植入式醫療設備WPT 為背景,采用非對稱耦合結構,對諧振式WPT 特性進行分析。此方案采用的接收線圈尺寸較小,便于患者體內植入。建立電路模型進行理論分析,通過仿真分析了負載與互感對傳輸功率與傳輸效率的影響。通過Maxwell進行磁場分布的仿真,得出線圈軸向偏移與橫向偏移對互感的影響,并通過電磁聯合仿真得出線圈橫向偏移、軸向偏移對系統傳輸效率的影響。在此基礎上設計了一套非對稱式MCR-WPT實驗裝置,進行橫向、軸向偏移實驗。實驗結果與電磁聯合仿真結果吻合,為人工心臟WPT系統的設計與研究提供參考。