基于整流側(cè)輔助調(diào)控的交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器

孫加祥 吳紅飛 湯欣喜 楊 帆 邢 巖

基于整流側(cè)輔助調(diào)控的交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器

孫加祥 吳紅飛 湯欣喜 楊 帆 邢 巖

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 南京 211106）

交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)是提高電源模塊輸出能力的有效手段，諧振腔參數(shù)的微小差異會(huì)導(dǎo)致交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器嚴(yán)重的不均流問(wèn)題。該文通過(guò)在LLC諧振變換器的高頻整流電路中引入有源開(kāi)關(guān)、構(gòu)建混合型整流器，利用整流側(cè)的輔助控制，主動(dòng)對(duì)輸出電流較小模塊的電壓增益進(jìn)行補(bǔ)償，從而實(shí)現(xiàn)了相同開(kāi)關(guān)頻率交錯(cuò)并聯(lián)運(yùn)行的LLC諧振變換器的均流調(diào)節(jié)。文中詳細(xì)分析混合整流LLC諧振變換器的工作原理和特性，并根據(jù)具體應(yīng)用場(chǎng)景給出均流電路的不同實(shí)現(xiàn)方式。最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提出的均流控制方法的可行性和有效性。

交錯(cuò)并聯(lián) LLC諧振變換器 均流 混合整流

0 引言

隨著負(fù)載的不斷增大，功率變換器應(yīng)具有更高的功率等級(jí)，并且可在寬負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)高效率[1-4]。這些要求之間存在一定的矛盾，電流的增大導(dǎo)致導(dǎo)通損耗大，影響變換器效率。針對(duì)這一問(wèn)題，交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)受到越來(lái)越多的關(guān)注[5-8]。交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)具有以下優(yōu)點(diǎn)：①多相并聯(lián)可降低單相電流應(yīng)力，減小導(dǎo)通損耗；②切相控制可優(yōu)化變換器輕載效率；③多相交錯(cuò)可降低輸出電壓紋波，減小輸出濾波電容體積。

LLC諧振變換器廣泛應(yīng)用于電源適配器、LED驅(qū)動(dòng)等多種應(yīng)用場(chǎng)合。當(dāng)工作在低于諧振頻率狀態(tài)時(shí)，LLC諧振變換器具有一次側(cè)開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通、整流管零電流關(guān)斷的優(yōu)點(diǎn)[9-11]。但是，交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器難于實(shí)現(xiàn)均流。為了實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)，各個(gè)并聯(lián)模塊需工作在相同開(kāi)關(guān)頻率下。由于器件參數(shù)偏差，各模塊諧振頻率存在差異，導(dǎo)致輸出電流不均衡。

針對(duì)并聯(lián)LLC變換器不均流問(wèn)題，相關(guān)學(xué)者提出了許多并聯(lián)均流實(shí)現(xiàn)方法。其中最直接的均流方法基于變頻控制[12]。通過(guò)采樣輸出電流，獨(dú)立調(diào)節(jié)各個(gè)并聯(lián)模塊開(kāi)關(guān)頻率，LLC可實(shí)現(xiàn)良好的均流效果。但是，由于各相LLC變換器開(kāi)關(guān)頻率不同，無(wú)法實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)，因此輸出電壓紋波較大。第二種均流控制思想是調(diào)節(jié)等效諧振電容容值[13-14]。該方法可有效補(bǔ)償各個(gè)模塊諧振器件容差，實(shí)現(xiàn)極佳的均流效果。但是，該方法需要外加功率開(kāi)關(guān)管、諧振電容，這導(dǎo)致變換器成本上升、體積增大。另一種方法通過(guò)移相調(diào)節(jié)，補(bǔ)償諧振器件參數(shù)容差[15-16]。由于諧振器件參數(shù)容差對(duì)變換器電壓增益影響較大，因此需要較大的移相角進(jìn)行補(bǔ)償。這導(dǎo)致變換器失去交錯(cuò)并聯(lián)的優(yōu)點(diǎn)，輸出電壓紋波較大。在LLC變換器的整流電路中引入兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件，通過(guò)調(diào)節(jié)二次側(cè)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的占空比，可實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)均流控制，但單模塊中需引入兩個(gè)開(kāi)關(guān)器件[17-18]。最后，研究學(xué)者提出無(wú)源阻抗匹配概念，包括公共電感和公共電容兩種方法[19-20]。采用這種方法，不需額外引入功率器件控制，并聯(lián)LLC變換器便可實(shí)現(xiàn)良好的均流效果。這種方法的主要缺點(diǎn)是無(wú)法實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)，因此輸出電壓紋波較大。

本文研究了一種基于整流側(cè)輔助調(diào)控的交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器，通過(guò)構(gòu)造混合整流電路，提供新的控制自由度，實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)諧振變換器的均流控制。

1 混合整流交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器

1.1 電路拓?fù)?/h3>

混合整流交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器電路拓?fù)淙鐖D1所示，由兩個(gè)混合整流LLC諧振變換器模塊并聯(lián)構(gòu)成。以模塊1為例，其一次側(cè)電路與全橋LLC諧振變換器一致，包括開(kāi)關(guān)管S1～S4，諧振電感r1、諧振電容r1、勵(lì)磁電感m1；整流電路采用混合整流電路，包括整流二極管VDR1～VDR3、開(kāi)關(guān)管QS1、二次側(cè)電容1、輸出濾波電容o1。

圖1 混合整流交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器

通過(guò)在整流電路中引入開(kāi)關(guān)管，將傳統(tǒng)二極管全橋整流電路中的一個(gè)二極管替換為開(kāi)關(guān)管，構(gòu)成具備主動(dòng)調(diào)節(jié)能力的混合整流電路，為L(zhǎng)LC諧振變換器二次側(cè)提供額外的電壓增益控制自由度。混合整流交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器仍采用變頻控制調(diào)節(jié)輸出電壓，二次側(cè)增加的開(kāi)關(guān)管占空比僅用于補(bǔ)償諧振參數(shù)偏差導(dǎo)致的系統(tǒng)并聯(lián)不均流。變換器驅(qū)動(dòng)時(shí)序如圖2所示，對(duì)于兩模塊并聯(lián)系統(tǒng)，僅需對(duì)其中一個(gè)輸出增益偏小的模塊的二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比進(jìn)行額外調(diào)節(jié)、補(bǔ)償電壓增益，另一個(gè)模塊二次側(cè)開(kāi)關(guān)僅做同步整流運(yùn)行。圖2中，模塊1二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比略大于0.5，模塊2二次側(cè)開(kāi)關(guān)管工作在同步整流模式，占空比始終為0.5。模塊1、2驅(qū)動(dòng)信號(hào)交錯(cuò)90°，以減小輸入輸出電壓和電流紋波。

圖2 驅(qū)動(dòng)時(shí)序

1.2 工作原理

對(duì)于二次側(cè)開(kāi)關(guān)管作同步整流運(yùn)行的混合整流LLC而言，其工作原理與傳統(tǒng)LLC相同，本文不再贅述。下面僅以二次側(cè)開(kāi)關(guān)管參與輔助調(diào)節(jié)的LLC模塊為例，詳細(xì)分析混合整流LLC諧振變換器的工作原理。

變換器主要工作波形如圖3所示。每個(gè)開(kāi)關(guān)周期共包含7個(gè)工作模態(tài)，每個(gè)工作模態(tài)的等效電路如圖4所示。

圖3 變換器主要工作波形

定義特征阻抗0和諧振角頻率0分別為

式中，r為諧振電感；r為諧振電容。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅰ[0,1]：0時(shí)刻前，S2、S3處于導(dǎo)通狀態(tài)，所有二極管均處于關(guān)斷狀態(tài)。0時(shí)刻，S2、S3關(guān)斷，負(fù)向的諧振電流ir給S1、S4結(jié)電容放電，放電結(jié)束后S1、S4體二極管導(dǎo)通。1時(shí)刻，S1、S4零電壓開(kāi)通。正向變壓器二次電流NS使得VDR1和QS體二極管導(dǎo)通。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅱ[1,2]：1時(shí)刻，QS零電壓開(kāi)通。在這一階段，S1、S4處于導(dǎo)通狀態(tài)。一次側(cè)橋臂中點(diǎn)電壓ab等于輸入電壓in。加在r、r兩端的電壓為in-(o-V)，其中，為變壓器電壓比，o為輸出電壓，V為二次側(cè)電容電壓。r、r工作于諧振狀態(tài)。VDR1和QS導(dǎo)通，二次電流NS對(duì)電容放電。勵(lì)磁電感m兩端電壓被鉗位為(o-V)，勵(lì)磁電流im線性增大。求解得諧振電流ir與諧振電壓vr表達(dá)式為

式中，Vr0、Ir0分別為vr、ir在1時(shí)刻的初始值。

將式（2）中所有電壓以in為基準(zhǔn)、所有電流以in/0為基準(zhǔn)進(jìn)行標(biāo)幺化，可得

式中，下標(biāo)N為標(biāo)幺化的電路狀態(tài)量。

根據(jù)式（3），可得到模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡方程為

可見(jiàn)，模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡是圓心為（1-oN+nVN, 0）的圓形。圓心由諧振腔電壓決定，半徑由諧振電容電壓初始值Vr0、諧振電流初始值Ir0決定。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅲ[2,3]：2時(shí)刻，諧振電流ir與勵(lì)磁電流im相等，變壓器二次電流NS降為零，VDR1與QS零電流關(guān)斷。m與r串聯(lián)和r諧振工作。由于m很大，諧振電流ir變化較慢。這一階段變換器不向變壓器二次側(cè)傳遞能量，負(fù)載由輸出濾波電容供電。求解得諧振電流ir與諧振電壓vr表達(dá)式分別為

式中，Vr0、Ir0分別為vr、ir在模態(tài)Ⅲ開(kāi)始時(shí)刻2時(shí)的初始值。

m參與r、r諧振時(shí)，諧振角頻率1和特征阻抗1分別為

將公式中所有電壓以in為基準(zhǔn)、所有電流以in/0為基準(zhǔn)進(jìn)行標(biāo)幺化，可得

根據(jù)式（7），可得到模態(tài)Ⅲ狀態(tài)軌跡方程為

此時(shí)狀態(tài)軌跡是以（1, 0）為中心的橢圓。在模態(tài)Ⅲ中，m參與諧振，1＞0，當(dāng)電流以in/0為基準(zhǔn)進(jìn)行標(biāo)幺化時(shí)，該模態(tài)狀態(tài)軌跡為橢圓。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅳ[3,4]：3時(shí)刻，S1、S4關(guān)斷，正向諧振腔電流ir對(duì)S2、S3結(jié)電容放電，放電結(jié)束后，S2、S3體二極管導(dǎo)通。4時(shí)刻，S2、S3零電壓開(kāi)通。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅴ[4,5]：4時(shí)刻，QS處于導(dǎo)通狀態(tài)，VDR2導(dǎo)通。變壓器二次繞組電壓被鉗位為-V。由于電容電壓V很小，im緩慢減小。r與r諧振工作，二次電流NS對(duì)電容充電。與模態(tài)Ⅱ類似，經(jīng)過(guò)求解可得模態(tài)Ⅴ狀態(tài)軌跡方程為

可見(jiàn)，模態(tài)Ⅴ狀態(tài)軌跡是圓心為（-1+nVN, 0）的圓形。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅵ[5,6]：5時(shí)刻，QS關(guān)斷，二次電流換流至VDR3。變壓器二次電壓鉗位在-(o+V)，im線性減小。在這一階段，r與r諧振工作，二次電流NS2對(duì)二次側(cè)電容充電。與模態(tài)Ⅱ類似，求解可得到模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡方程為

可見(jiàn)，模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡是以（-1+oN+nVN, 0）為圓心的圓形。

開(kāi)關(guān)模態(tài)Ⅶ[6,7]：6時(shí)刻，諧振電流ir與勵(lì)磁電流im相等，二次電流NS減小到零。VDR2和VDR3零電流關(guān)斷。m與r串聯(lián)和r諧振工作。這一階段變換器不向變壓器二次側(cè)傳遞能量，負(fù)載由輸出濾波電容供電。與模態(tài)Ⅲ類似，解得模態(tài)Ⅶ狀態(tài)軌跡方程為

此時(shí)狀態(tài)軌跡是以（-1, 0）為中心的橢圓。

當(dāng)m＜s＜r，開(kāi)關(guān)管QS占空比s略大于0.5時(shí)，混合整流LLC諧振變換器狀態(tài)平面軌跡如圖5a所示。此時(shí)變換器電壓增益大于1，二次側(cè)電容電壓V遠(yuǎn)小于輸出電壓o。因此，模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡圓心位于坐標(biāo)軸原點(diǎn)左側(cè)，模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡圓心位于原點(diǎn)右側(cè)，模態(tài)Ⅲ圓心在點(diǎn)右側(cè)。模態(tài)Ⅴ對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管QS在負(fù)半周期的導(dǎo)通時(shí)段，變壓器二次繞組被電容電壓V鉗位，由于V很小，變壓器二次側(cè)近似被短路，諧振電流快速下降，其變化幅度與s大小有關(guān)。當(dāng)s略大于0.5時(shí)，模態(tài)Ⅴ持續(xù)時(shí)間較短。開(kāi)關(guān)管QS的延時(shí)關(guān)斷導(dǎo)致變換器在正負(fù)半個(gè)周期工作狀態(tài)不對(duì)稱，正半周期模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡圖的半徑大于負(fù)半周期模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡圖的半徑。這導(dǎo)致勵(lì)磁電感m在正負(fù)半周期參與諧振時(shí)間不同，在模態(tài)Ⅶ中持續(xù)時(shí)間較模態(tài)Ⅲ更長(zhǎng)。

當(dāng)s＞r，s略大于0.5時(shí)，在不考慮死區(qū)時(shí)，混合整流LLC諧振變換器工作模態(tài)包括模態(tài)Ⅱ、Ⅴ、Ⅵ、Ⅶ，對(duì)應(yīng)狀態(tài)平面軌跡如圖5b所示。此時(shí)變換器的正半周期不存在勵(lì)磁電感參與諧振模態(tài)。但是，開(kāi)關(guān)管QS延時(shí)關(guān)斷導(dǎo)致模態(tài)Ⅱ狀態(tài)軌跡的半徑大于模態(tài)Ⅵ狀態(tài)軌跡半徑，負(fù)半周期中m參與諧振時(shí)間更長(zhǎng)，此時(shí)變換器仍包含模態(tài)Ⅶ，VDR2、VDR3仍然可以實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

圖5 變換器狀態(tài)平面圖

1.3 電壓增益特性

本文借助仿真軟件，分析混合整流LLC諧振變換器電壓增益與二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比s的關(guān)系。在Matlab/Simulink中搭建仿真模型，仿真參數(shù)如下：諧振電感r=30.43mH，諧振電容r=37nF，勵(lì)磁電感m=220mH，變壓器電壓比=400/54，輸入電壓in=400V。分別在開(kāi)關(guān)頻率s為140kHz、150kHz、180kHz時(shí)，改變開(kāi)關(guān)管QS占空比s，得到不同工作點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電壓增益。以s為橫坐標(biāo)，電壓增益為縱坐標(biāo)，繪制混合整流LLC諧振變換器電壓增益曲線如圖6所示。

圖6 電壓增益特性曲線

可見(jiàn)，在開(kāi)關(guān)頻率范圍內(nèi)，電壓增益隨二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比增大而增大。通過(guò)微調(diào)二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比，可補(bǔ)償諧振參數(shù)偏差造成的并聯(lián)模塊電壓增益不匹配，實(shí)現(xiàn)混合整流交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器的均流控制。

1.4 對(duì)比分析

文獻(xiàn)[13-14]所研究的有源電容方案以及文獻(xiàn)[15-16]采用的變頻+移相控制的方案也能夠?qū)崿F(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)LLC均流控制，三種方案的對(duì)比見(jiàn)表1。有源電容方案需要增加額外的諧振電容和開(kāi)關(guān)管，附加導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)損耗都比較大，且附加硬件成本最高。移相控制方案雖然不需要額外增加硬件成本，但一次側(cè)移相控制導(dǎo)致所有一次側(cè)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷電流和損耗大幅增加，同時(shí)影響交錯(cuò)并聯(lián)變換器高頻電壓電流紋波抵消效果，導(dǎo)致變換器的輸入輸出濾波器有所增加，且該方案僅適用于全橋LLC電路。本文所提方案二次側(cè)電路成本有所增加，二次側(cè)用于輔助調(diào)節(jié)的開(kāi)關(guān)管雖然始終能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開(kāi)通，但其關(guān)斷電流不為零，關(guān)斷損耗有所增加。

表1 三種交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器均流方案對(duì)比

Tab.1 Comparison of current sharing schemes of three interleaved LLC resonant converters

2 控制策略

圖7為兩相交錯(cuò)并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器控制框圖。在輸出電壓控制環(huán)路中，輸出電壓采樣信號(hào)o_s與電壓基準(zhǔn)ref作差，誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)器后，得到調(diào)節(jié)器輸出信號(hào)c1，用于調(diào)節(jié)所有開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)頻率，最終將變換器輸出電壓控制在電壓基準(zhǔn)處。在輸出均流控制環(huán)路中，o1_s和o2_s分別為模塊1和模塊2的輸出電流的采樣信號(hào)。o1_s和o2_s作差，誤差信號(hào)經(jīng)均流環(huán)PI調(diào)節(jié)器后，得到調(diào)節(jié)器輸出信號(hào)c2。如果c2＞0，說(shuō)明模塊1傳輸功率大于模塊2傳輸功率。此時(shí)首先減小模塊1二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比s1，直至c2=0。如果s1減小至0.5時(shí)c2仍大于0，則s1恒定為0.5，增大模塊2二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比s2，直至c2=0，最終兩個(gè)并聯(lián)模塊傳輸功率相同。當(dāng)c2＜0時(shí)，調(diào)節(jié)過(guò)程與上述過(guò)程類似，這里不再贅述。

圖7 控制框圖

3 混合整流電路的實(shí)現(xiàn)

混合整流電路是實(shí)現(xiàn)均流調(diào)節(jié)的關(guān)鍵，在不同的應(yīng)用場(chǎng)景下，混合整流電路的實(shí)現(xiàn)方式也不同。

（1）同步整流LLC諧振變換器，如圖8所示。同步整流LLC二次側(cè)全部采用了有源開(kāi)關(guān)管此時(shí)可以選擇任意一個(gè)同步整流管參與主動(dòng)調(diào)節(jié)，即對(duì)于同步整流LLC變換器，不需要增加額外功率器件，只需對(duì)同步整流管的控制略作調(diào)整，便可以實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)并聯(lián)均流控制。

圖8 同步整流LLC諧振變換器

（2）兩相交錯(cuò)并聯(lián)LLC的簡(jiǎn)化。根據(jù)上述分析可知，兩相交錯(cuò)并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器按照相同頻率工作時(shí)，其中，僅電壓增益略低的模塊的混合整流電路需要主動(dòng)調(diào)節(jié)補(bǔ)償。為了簡(jiǎn)化電路、降低變換器實(shí)現(xiàn)成本，具體實(shí)現(xiàn)時(shí)，可以主動(dòng)設(shè)置某一模塊的諧振腔參數(shù)，使其同頻率下的電壓增益略低，并只對(duì)該模塊采用混合整流電路，另外一個(gè)模塊仍采用傳統(tǒng)LLC，兩相交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器如圖9所示。

圖9 兩相交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器

（3）基于矩陣變壓器的LLC。低壓大電流輸出應(yīng)用中，為了降低整流側(cè)導(dǎo)通損耗，多采用矩陣變壓器結(jié)構(gòu)，將二次側(cè)分散為多路并聯(lián)輸出。此時(shí)只需對(duì)其中一路輸出引入混合整流，即可實(shí)現(xiàn)二次側(cè)輔助調(diào)節(jié)，基于矩陣變壓器的LLC諧振變換器如圖10所示。

圖10 基于矩陣變壓器的LLC諧振變換器

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

搭建了1kW兩相交錯(cuò)并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，具體參數(shù)見(jiàn)表2。

電容1和2的選取與傳統(tǒng)直流變換器中的隔直電容類似，主要依據(jù)其電壓紋波選取。本文中電容紋波取輸出電壓的3%，有

表2 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)

Tab.2 Prototype specification

式中，o為輸出電流；s為開(kāi)關(guān)周期。

圖11所示為模塊1一次側(cè)開(kāi)關(guān)管S1和二次側(cè)開(kāi)關(guān)管QS1的軟開(kāi)關(guān)工作波形。QS1占空比s1=0.53，o=500W，對(duì)應(yīng)模塊1進(jìn)行均流控制時(shí)的工作模態(tài)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此時(shí)開(kāi)關(guān)管S1和QS1可以在負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。一次側(cè)開(kāi)關(guān)管S1～S4工作狀態(tài)完全一致，這里以S1為代表說(shuō)明一次側(cè)開(kāi)關(guān)管軟開(kāi)關(guān)情況。

圖11 軟開(kāi)關(guān)工作波形

為驗(yàn)證兩相交錯(cuò)并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器均流控制效果，使模塊1諧振電感、諧振電容均偏大10%。r1=1.1r2,r1=1.1r2，無(wú)均流控制時(shí)，變換器工作波形如圖12所示。圖中，GSQs1、GSQs2為模塊1、模塊2二次側(cè)開(kāi)關(guān)管QS1、QS2驅(qū)動(dòng)信號(hào)，o1、o2分別為模塊1、模塊2輸出電流，ir1、ir2分別為模塊1、模塊2諧振電流。圖12a中模塊1輸出電流遠(yuǎn)小于模塊2輸出電流；圖12b中模塊1諧振電流波形近似為三角波，與勵(lì)磁電流波形相似，表明經(jīng)過(guò)模塊1傳輸?shù)墓β屎苄　?/p>

圖12 無(wú)均流控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

r1=1.1r2,r1=1.1r2，引入均流控制后，變換器工作波形如圖13所示。圖13a中兩模塊輸出電流o1、o2基本相等，驗(yàn)證了本文均流控制的有效性。圖13b中，模塊1二次側(cè)開(kāi)關(guān)管占空比GSQs1略大于0.5，變換器在正負(fù)半周期工作狀態(tài)不對(duì)稱，負(fù)半周期存在m參與諧振工作模態(tài)，與理論分析一致。

圖13 有均流控制時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形

為驗(yàn)證變換器的動(dòng)態(tài)特性，兩相交錯(cuò)并聯(lián)混合整流LLC諧振變換器加切載實(shí)驗(yàn)波形如圖14所示。圖中，o_ac為輸出電壓交流分量。在r1=1.1r2、r1=1.1r2的諧振參數(shù)偏差情況下，將變換器負(fù)載由25%額定功率突加至額定功率，再由額定功率突減至25%額定功率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，由于均流環(huán)調(diào)節(jié)速度較慢，突加突卸負(fù)載過(guò)程中存在動(dòng)態(tài)不均流，但經(jīng)過(guò)均流控制環(huán)路調(diào)節(jié)，變換器最終可以實(shí)現(xiàn)均流。

圖14 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

5 結(jié)論

針對(duì)交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器存在不均流的問(wèn)題，本文研究一種整流側(cè)輔助調(diào)控的交錯(cuò)并聯(lián)LLC諧振變換器，理論分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，通過(guò)構(gòu)造混合整流電路，微調(diào)整流開(kāi)關(guān)管占空比，交錯(cuò)并聯(lián)諧振變換器可實(shí)現(xiàn)很好的均流控制效果；變換器中所有開(kāi)關(guān)器件均可以實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。此外，文中還給出了混合整流電路的其他可能實(shí)現(xiàn)方式。

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Interleaved LLC Resonant Converter with Auxiliary Regulation of Rectifier

（College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

The interleaving technique is an effective method to improve the output capability of the power module. Small differences in parameters of the resonant cavity can cause serious uneven current in the interleaved LLC resonant converter. In this paper, by introducing an active switch in the rectifier of LLC resonant converters, a hybrid rectifier was built, and the auxiliary control on the rectifier was used to actively compensate the voltage gain of the module with smaller output current, thereby achieving the current sharing control of the interleaved LLC resonant converter. The working principle and characteristics of the LLC resonant converter with hybrid rectifier were analyzed in detail, and different implementations of the current sharing circuit were given according to specific applications. Finally, the experimental results verify the feasibility and effectiveness of the proposed current sharing control method.

Interleaved parallel, LLC resonant converter, current sharing, hybrid rectification

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200173

國(guó)家自然科學(xué)基金（51977105）、霍英東教育基金會(huì)青年教師基金（161054）和光寶電力電子科研基金資助項(xiàng)目。

2020-02-21

2020-03-23

孫加祥 男，1995年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。E-mail: sunjiaxang@163.com

吳紅飛 男，1985年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。E-mail: wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）