應(yīng)用于智能駕駛的77 GHz毫米波汽車?yán)走_(dá)收發(fā)機(jī)芯片

(1.安徽省天線與微波工程實驗室，安徽合肥 230088；2.中國電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所，安徽合肥 230088；3.中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)，安徽合肥 230026；4.中國電子科技集團(tuán)公司重慶聲光電有限公司，重慶 400060)

0 引言

毫米波雷達(dá)傳感器因其可全天候工作、綜合測量性能好、成本低等優(yōu)點，成為目前智能駕駛及未來無人駕駛車輛中的主力傳感器。毫米波汽車?yán)走_(dá)的研究始于20世紀(jì)60年代，早期的雷達(dá)工作頻段主要是24 GHz和35 GHz頻段[1]，隨著微電子和雷達(dá)技術(shù)的發(fā)展，77 GHz頻段因具有更寬的帶寬、更高的分辨率及更小的模組尺寸，成為汽車?yán)走_(dá)的主流并形成規(guī)范[2-10]。傳統(tǒng)的毫米波雷達(dá)收發(fā)機(jī)主要由基于GaAs、SiGe等工藝的分立芯片搭建而成，成本高、體積大[4-6]。隨著摩爾定律的進(jìn)步，晶體管的速度越來越快，基于CMOS工藝的77 GHz毫米波雷達(dá)前端芯片開始出現(xiàn)，雷達(dá)的集成度和性能不斷提高，成本持續(xù)降低；采用單顆芯片實現(xiàn)不同模式、不同場景的雷達(dá)感知需求，成為目前工業(yè)界和學(xué)術(shù)界熱點研究方向[6,8,10]。

基于CMOS工藝實現(xiàn)77 GHz毫米波雷達(dá)收發(fā)前端芯片的研究工作在不斷前進(jìn)。文獻(xiàn)[3]介紹了國際上第一個基于CMOS工藝的包含了完整的收發(fā)前端和FMCW雷達(dá)波形發(fā)生器的77 GHz收發(fā)前端芯片；文獻(xiàn)[6]采用45 nm CMOS工藝，集成了3發(fā)射通道、4接收通道、FMCW波形產(chǎn)生器和ADC等功能模塊；文獻(xiàn)[7]針對車輛近距離感知場景，設(shè)計了一款包含1發(fā)1收雷達(dá)收發(fā)機(jī)和信號處理的SoC芯片，通過多點定位的方式實現(xiàn)雷達(dá)測量功能；文獻(xiàn)[9]介紹了一種77 GHz 2發(fā)3收毫米波芯片，基于該芯片給出了一個綜合性能良好的4×6 MIMO雷達(dá)解決方案。然而，針對未來高級別智能駕駛對毫米波傳感器多模式、多場景感知需求，CMOS毫米波收發(fā)機(jī)設(shè)計因此仍面臨諸多挑戰(zhàn)。例如：毫米波收發(fā)前端需要具備更強(qiáng)的可配置性，而文獻(xiàn)[3]、文獻(xiàn)[7]僅適用近距離探測需求；發(fā)射前端需要產(chǎn)生更大的發(fā)射功率以達(dá)到更遠(yuǎn)的探測距離，文獻(xiàn)[3]、文獻(xiàn)[6]發(fā)射功率分別為5.1 dBm、11 dBm；此外，為了滿足更高的分辨率和數(shù)據(jù)更新速率需求，F(xiàn)MCW需要具備更大的調(diào)頻帶寬和更快的調(diào)制速度。

本文設(shè)計并實現(xiàn)了一種高集成度76～81 GHz毫米波汽車?yán)走_(dá)收發(fā)前端芯片，單片集成了3路發(fā)射和4路接收、FMCW波形發(fā)生器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及高速數(shù)據(jù)接口等電路，收發(fā)系統(tǒng)的發(fā)射功率、波形樣式、接收增益和帶寬等參數(shù)具有較好的可配置性，滿足未來多模式、多場景汽車?yán)走_(dá)傳感器需求。

1 FMCW雷達(dá)基本原理及系統(tǒng)架構(gòu)

1.1 FMCW基本原理

一個典型的汽車?yán)走_(dá)使用場景如圖1所示，F(xiàn)MCW雷達(dá)通過發(fā)射天線發(fā)射調(diào)頻連續(xù)波信號，同時接收天線接收目標(biāo)反射信號，通過分析二者混頻得到的中頻信號可以得到目標(biāo)的距離、相對速度和角度等信息。線性調(diào)頻連續(xù)波一般有鋸齒波和三角波兩種調(diào)制波形，圖2示出其測量基本原理。

圖1 多模毫米波汽車?yán)走_(dá)在智能車輛上的應(yīng)用

圖2 FMCW雷達(dá)測量基本原理

(1)

(2)

(3)

1.2 收發(fā)機(jī)芯片系統(tǒng)架構(gòu)和參數(shù)分析

針對汽車?yán)走_(dá)單芯片多模式、多場景應(yīng)用需求，本文提出的收發(fā)機(jī)芯片架構(gòu)如圖3所示。片上包含了3路毫米波發(fā)射機(jī)、4路毫米波接收機(jī)(含ADC)、抽取濾波器(Decimation)和高速數(shù)據(jù)接口(LVDS)、FMCW波形產(chǎn)生器(FMCW Synthesizer)、時鐘產(chǎn)生器(Clock Generator)以及通信接口(SPI)、電源管理(LDOs)等。考慮到鎖相環(huán)設(shè)計難度，及鏈路折衷考慮，F(xiàn)MCW波形產(chǎn)生器設(shè)計為38.5 GHz頻段，通過功分網(wǎng)絡(luò)分別送至4通道接收機(jī)和3通道發(fā)射機(jī)。在接收機(jī)分系統(tǒng)中，F(xiàn)MCW波形產(chǎn)生器產(chǎn)生的38.5 GHz頻段信號首先二倍頻至77 GHz頻段，再通過四功分器及放大鏈路送至接收機(jī)混頻器；在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)中38.5 GHz頻段FMCW信號首先二倍頻至77 GHz頻段，再通過三功分器、放大鏈路及末級功放(PA)作為發(fā)射機(jī)輸出。

圖3 多模76～81 GHz雷達(dá)收發(fā)機(jī)芯片架構(gòu)

根據(jù)雷達(dá)方程，雷達(dá)最大探測距離與發(fā)射功率、收發(fā)天線增益、接收機(jī)帶寬及噪聲系數(shù)等參數(shù)直接相關(guān)：

(4)

式中，PR為雷達(dá)接收機(jī)接收到的距離R處的目標(biāo)回波信號功率，PT為雷達(dá)發(fā)射機(jī)發(fā)射功率，GR、GT分別為接收天線、發(fā)射天線的增益，σ為目標(biāo)的雷達(dá)橫截面積,kT為熱噪聲，NFtot為總的接收機(jī)噪聲系數(shù)，BWFFT為FFT分辨率帶寬，SNRmin為最小可檢測信噪比。若前端ADC采樣率為fs，F(xiàn)FT點數(shù)為N，F(xiàn)FT帶寬可以表示為

(5)

將式(5)代入式(4)可以得到

(6)

根據(jù)上述公式，假設(shè)收發(fā)天線增益為20 dBi，采樣率50 MHz，F(xiàn)FT點數(shù)為2 048，對于小汽車目標(biāo)，探測距離要求為250 m，噪聲系數(shù)為12 dB時，發(fā)射功率要求為13 dBm左右。考慮到65 nm CMOS工藝性能，可設(shè)計雷達(dá)芯片最大發(fā)射功率為13 dBm、最低噪聲系數(shù)為15 dB，通過增加FFT點數(shù)可做到遠(yuǎn)距離測量。對于近距離目標(biāo)測量，可適當(dāng)降低發(fā)射功率。當(dāng)發(fā)射功率-7～13 dBm可調(diào)，對應(yīng)于不同距離小汽車目標(biāo)，接收機(jī)接收到的功率范圍為-10.2～-114.1 dBm，其最大輸入1 dB壓縮點應(yīng)設(shè)計為-10 dBm。考慮12 bit ADC噪聲及最低可檢測信噪比，接收機(jī)檢測最小信號所需增益為71.2 dB，因此其最大增益可設(shè)計為72 dB。對于多模應(yīng)用，設(shè)計接收機(jī)增益范圍為30～72 dB，相應(yīng)的輸入1 dB壓縮點大于-10～-30 dBm。由式(1)可知，距離分辨率與調(diào)頻帶寬成反比，帶寬越寬，則距離分辨率越好。鋸齒波調(diào)頻時，由式(2)可知，速度分辨率與調(diào)頻周期成正比，調(diào)頻周期越短，則速度分辨率越好。為了提高Chirp帶寬并降低周期，Chirp斜率要盡量大。

2 關(guān)鍵電路設(shè)計與實現(xiàn)

2.1 可配置多通道毫米波接收前端

)多通道毫米波接收前端功能框圖如圖4(a)所示，主要包括兩大部分：毫米波混頻前端和可配置模擬基帶電路，其中毫米波混頻前端如圖4(b)所示，主要包括三級差分低噪聲放大器(LNA)及有源混頻器。

差分LNA采用中和電容的共源級結(jié)構(gòu)，如圖4(b)所示。其中第一級采用源極傳輸線結(jié)構(gòu)同時實現(xiàn)了噪聲和功率匹配，輸入變壓器實現(xiàn)單端轉(zhuǎn)差分的巴倫，并且能夠提供一定的ESD防護(hù)能力。每級放大電路包括兩個中和電容CC通過MOS管的柵和差分對管的漏極相連形成一種類似交叉耦合的差分放大單元，抵消了由于寄生電容CGD造成的密勒效應(yīng)，一方面提高了放大器的功率增益，另一方面通過CC電容優(yōu)化了穩(wěn)定系數(shù)Kf。圖4(d)顯示了在不同的工藝變化和溫度下，LNA的NF，Kf和Gmax與CC1的關(guān)系，其中當(dāng)CC變化±30%時，中和電容共源級放大器是無條件穩(wěn)定的。本設(shè)計中，為了獲得最佳的Kf和Gmax，三級中和電容取值分別為6,6和10 fF。而LNA通過片上變壓器級聯(lián)，達(dá)到級間阻抗匹配和級間隔直的目的。放大器差分對管的尺寸以及偏置電壓的選取根據(jù)65 nm工藝下NFmin對應(yīng)的最佳電流密度為0.15 mA/μm確定。圖4(e)給出了LNA第一級NF和匹配優(yōu)化的過程。

圖4 毫米波混頻前端

傳統(tǒng)Gilbert混頻器的線性度主要受輸入差分對的跨導(dǎo)限制，在CMOS工藝低電壓電壓下制約更為明顯。本文提出了一種取消輸入差分跨導(dǎo)級的有源混頻器以提升混頻器的線性度，如圖4(b)所示。LNA的差分輸出通過級間的變壓器直接與吉爾伯特單元的開關(guān)對(M7-10)相連。級間變壓器T1的次級線圈的中心抽頭接地，提供混頻器開關(guān)管源級共模點，次級線圈同時作開關(guān)對的源極帶電感的反饋用來提高線性度。取消傳統(tǒng)混頻器中差分Gm對的另一個好處是，Gm對管需要更大電流偏置以實現(xiàn)高輸入1 dB壓縮點，更大的功耗也會讓混頻器對溫度敏感。輸入級變壓器T1同時提供4個開關(guān)的源極負(fù)反饋電感，從而實現(xiàn)低電壓工作,確保更好的線性度并降低開關(guān)對閃爍噪聲的貢獻(xiàn)。

可配置模擬基帶電路如圖5所示，包括可編程增益放大器(PGA)、高通濾波器(HPF)、低通濾波器(LPF)等。多模汽車?yán)走_(dá)應(yīng)用要求模擬基帶電路在增益和帶寬方面可配置，以適應(yīng)不同的應(yīng)用場景。根據(jù)系統(tǒng)級設(shè)計指標(biāo)，模擬基帶電路的頻率范圍100 kHz～20 MHz，并可以實現(xiàn)0～42 dB的增益控制和100 kHz～20 MHz的3 dB帶寬控制。為了增大輸出IF信號擺幅，模擬基帶電路的電源電壓均為2.5 V。

圖5(b)顯示了本設(shè)計中的三級6 bit可編程放大器(PGA)，通過改變反饋網(wǎng)絡(luò)電阻設(shè)置反饋 系數(shù)，從而實現(xiàn)可變的增益，基于全差分運算放大器的閉環(huán)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，放大器增益為

(7)

反饋電阻通過電阻陣列實現(xiàn)切換，該PGA的增益范圍可以由式(5)得出電壓放大倍數(shù)為1～128，即增益為0～42 dB。帶電阻負(fù)反饋的閉環(huán)運放系統(tǒng)具有性能穩(wěn)定且線性度高的特點，因此十分適用于高線性度的汽車?yán)走_(dá)接收機(jī)。

通過信號流圖的設(shè)計方法獲得了二階HPF的電路拓?fù)淙鐖D5(c)所示。本文提出了一種具有多反饋拓?fù)涞亩AHPF，其傳遞函數(shù)可以表示為

(8)

本文所采用的LPF需要帶外抑制Amin大于30 dB，通帶允許最大衰減Amax為3 dB，fp和fs分別為10 MHz和20 MHz。可以計算出LPF所需的階數(shù)n為4.98，則所需要的階數(shù)為5階，具體LPF的電路圖如圖5(d)所示。

2.2 毫米波發(fā)射機(jī)鏈路

77 GHz毫米波發(fā)射前端主要包括倍頻器、功分器和功率放大器等。圖6(a)給出發(fā)射前端的功能框圖。首先無源巴倫Balun1將本振分配網(wǎng)絡(luò)送來的38～40.5 GHz單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號，經(jīng)過第一級緩沖放大器BUF1后進(jìn)入×2倍頻器中。再經(jīng)過第二個緩沖放大器BUF2后再進(jìn)入第二個巴倫Balun2轉(zhuǎn)換為單端信號。然后經(jīng)過1∶4功分器后由1路信號轉(zhuǎn)換為3路信號，分別通過驅(qū)動放大器Driver，最后送末級PA，再由PA放大至要求的輸出功率大小，最終通過天線實現(xiàn)高輸出功率發(fā)射。

圖6 毫米波發(fā)射機(jī)

為克服CMOS工藝限制，基于變壓器并聯(lián)合成的片上功率合成技術(shù)，本文的PA采用3級放大，2路PA單元采用并聯(lián)方式合成，各級之間采用變壓器和傳輸線進(jìn)行匹配，可實現(xiàn)高功率輸出。PA電路如圖6(b)所示。圖6(c)顯示了PA第一級和第二級的Kf和Gmax與中和電容Cn的關(guān)系，其中當(dāng)Cn變化±30%時，中和電容共源級放大器是無條件穩(wěn)定的。圖6(d)是第一級和第二級差分對版圖。

2.3 寬帶快速FMCW信號發(fā)生器

從本振分配網(wǎng)絡(luò)面積和倍頻鏈路設(shè)計難度考慮，F(xiàn)MCW波形產(chǎn)生器輸出為38.5 GHz頻段，通過本振分配網(wǎng)絡(luò)后，再進(jìn)行二倍頻至77 GHz的方案。然而，38.5 GHz頻段電路寄生等對VCO影響較大，鎖相環(huán)設(shè)計仍是難點，因此本設(shè)計中VCO振蕩頻率設(shè)計為19～20.25 GHz，再通過二倍頻至38.5 GHz頻段。圖7給出了本文提出的FMCW波形發(fā)生器和分?jǐn)?shù)鎖相環(huán)的系統(tǒng)框圖。設(shè)計基于兩點調(diào)制鎖相環(huán)，使鎖相環(huán)控制不受環(huán)路帶寬的約束，不失真地輸出頻率調(diào)制信號。整體FMCW波形發(fā)生器包括一個分?jǐn)?shù)頻率鎖相環(huán)和chirp波發(fā)生器。分?jǐn)?shù)頻率鎖相環(huán)包括一個除8/9的雙模預(yù)分頻器、固定除2分頻器、P/S技術(shù)器、Δ-Σ調(diào)制器、壓控振蕩器(VCO)、鑒頻鑒相器(PFD)、電荷泵(CP)等。參考時鐘為50 MHz，VCO輸出頻率為19～20.25 GHz。其中鎖相環(huán)系統(tǒng)采用兩點調(diào)制模式，相較于傳統(tǒng)的分?jǐn)?shù)型鎖相環(huán)，增加了由數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和低通濾波器(LPF)構(gòu)成的調(diào)制支路。如此在增益匹配的情況下，輸入到輸出的傳輸函數(shù)呈全通特性。同時，在DAC模塊后，加入LPF，濾掉輸入信號的高頻分量，可提高輸出頻率的線性度。

圖7 FMCW波形產(chǎn)生器框圖

3 芯片實現(xiàn)與測試結(jié)果

本文設(shè)計的77 GHz多模毫米波雷達(dá)收發(fā)機(jī)芯片基于65 nm CMOS工藝實現(xiàn)，采用扇出型(fan-out)晶圓級封裝，通過在芯片表面直接進(jìn)行射頻傳輸?shù)脑俨季€，將毫米波信號通過50 Ω共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)以較低損耗傳輸出去。芯片與封裝照片分別見圖8。其中，裸芯片面積為6 mm×6 mm,封裝芯片尺寸為10 mm×10 mm。

圖 8 77 GHz毫米波收發(fā)機(jī)芯片照片

圖9(a)給出了不同增益控制碼下的接收增益以及最大和最小增益下的噪聲系數(shù)的測試結(jié)果。通過調(diào)節(jié)PGA上的3 bit增益控制碼，實現(xiàn)了42 dB增益控制，在此基礎(chǔ)上，通過調(diào)節(jié)LNA的偏置電壓，增益還可以繼續(xù)減小約8 dB，將可調(diào)增益范圍擴(kuò)展至50 dB。最高增益時的噪聲系數(shù)最小為11 dB，最低增益時，噪聲系數(shù)最小為26 dB。圖9(b)給出了接收機(jī)帶寬的測試結(jié)果。測試結(jié)果顯示接收機(jī)-3 dB帶寬覆蓋100 kHz/200 kHz/1 MHz/5 MHz到5 MHz/10 MHz/20 MHz，滿足SRR/MRR/LRR多應(yīng)用場景。

(a)增益控制和噪聲系數(shù)

圖10給出了-45～+125 ℃發(fā)射功率測試結(jié)果，結(jié)果顯示76～81 GHz頻率范圍內(nèi)發(fā)射功率最小為12.2 dBm，典型值大于13 dBm，起伏小于3.5 dB。

圖10 不同溫度下發(fā)射功率測試結(jié)果

圖11給出了FMCW chirp鋸齒波和三角波調(diào)制波形。在鋸齒波情況下，F(xiàn)MCW chirp信號調(diào)頻帶寬最大為4.2 GHz，最大調(diào)頻速率達(dá)到233 MHz/μs，線性度0.1%。三角波情況下，F(xiàn)MCW chirp信號調(diào)頻帶寬最大為4.0 GHz，最大調(diào)頻速率達(dá)到40 MHz/μs，線性度0.081%。

(a)鋸齒波測試結(jié)果

基于本文的毫米波芯片，完成應(yīng)用于盲區(qū)檢測(BSD)雷達(dá)的射頻前端板級系統(tǒng)設(shè)計，并利用雷達(dá)模擬測試系統(tǒng)進(jìn)行了測試，如圖12所示。測試結(jié)果表明，77 GHz毫米波雷達(dá)在10～70 m距離范圍內(nèi)，最大測量誤差為0.48 m; 0～85 km/h速度范圍內(nèi)，最大測量誤差為0.32 km/h, 顯示了很高的測距和測速精度。

圖12 微波暗室雷達(dá)測試現(xiàn)場

表1列出了本文設(shè)計的收發(fā)機(jī)指標(biāo)總結(jié)以及與國際最新研究工作對比。可以看出，本文設(shè)計并實現(xiàn)的77 GHz毫米波芯片達(dá)到了較高的集成度，F(xiàn)MCW調(diào)制速度和帶寬優(yōu)于其他工作，收發(fā)通道參數(shù)可配置，滿足未來高級別智能駕駛對毫米波傳感器多模式、多場景感知需求。

表1 收發(fā)機(jī)指標(biāo)總結(jié)及與文獻(xiàn)工作對比

4 結(jié)束語

本文提出了一種面向智能駕駛的77 GHz毫米波收發(fā)機(jī)芯片設(shè)計與實現(xiàn)。該芯片采用65 nm CMOS工藝，集成了3發(fā)4收、FMCW發(fā)生器、模數(shù)轉(zhuǎn)換器及高速數(shù)據(jù)接口等電路。利用交叉耦合中和電容技術(shù)提升了CMOS工藝上毫米波低噪聲放大器、毫米波片上功放等電路性能，采用兩點調(diào)制鎖相環(huán)技術(shù)提升了FMCW信號帶寬和調(diào)制速率。收發(fā)機(jī)的發(fā)射功率、波形樣式、接收增益和帶寬等參數(shù)具有較好的可配置性，滿足未來多模式、小型化和低成本汽車?yán)走_(dá)傳感器需求。