毫米波雷達前端芯片關鍵技術探討

劉 兵 李旭光 傅海鵬 馬凱學

(天津大學微電子學院 天津 300072)

1 引言

得益于可用頻帶寬、分辨率高、芯片尺寸小、較強的穿透性和環境適應性、可支持全天候工作等特性[1]，毫米波雷達已廣泛應用于軍事對抗/氣象遙感、車載雷達、醫療/安檢成像等各個領域。考慮到大氣對電磁波的衰減作用，面向軍事對抗/氣象遙感的毫米波雷達通常工作在適合較遠距離傳輸的大氣窗口頻段，例如Ka波段/W波段[2—4]。國際劃分的標準車載雷達工作頻率為24/77/79 GHz頻段[5—8]，而醫療/安檢成像需要較高的分辨率，通常采用更高的毫米波頻段，例如94 GHz， 140 GHz，220 GHz等頻段[9—16]。

根據雷達系統發射信號的種類不同，可將雷達分為脈沖雷達[9—11]、調頻連續波(Frequency Modulated Continuous Wave， FMCW)雷達[5—8]、調相連續波(Phase Modulated Continuous Wave， PMCW)雷達[17—19]等不同類型。根據天線控制方式不同，又可將雷達分為機械掃描雷達、相控陣雷達[12]等。最近，文獻[20]報道了一款60 GHz毫米波雷達發射機芯片，可支持脈沖、FMCW和PMCW 3種調制模式，在不同的應用場景配置不同的工作模式，可充分利用雷達在不同調制模式下的特性。可見，多功能性也是雷達系統芯片未來可能的發展趨勢。

全集成毫米波雷達芯片的基本架構如圖1所示，包括發射機、接收機、雷達信號源等射頻毫米波組件，中頻處理、A/D轉換等基帶處理模擬組件，微控制器、數字信號處理等數字組件。毫米波雷達芯片的設計難點主要集中在高功率寬帶發射機、高靈敏度寬帶接收機、寬帶高精度雷達信號源等方面，因此，本文將針對毫米波雷達芯片中毫米波放大器的阻抗匹配和功率提高，以及相控陣等關鍵技術進行探討和綜述。

2 毫米波阻抗匹配技術

在雷達的性能指標中，距離分辨率(ΔR)是指雷達可辨別兩個目標之間的最小距離。距離分辨率與雷達射頻信號帶寬(B)的關系可表示為[21]

其中，c為真空中的光速，即3×108m/s。可見，距離分辨率由雷達射頻信號帶寬直接決定，且與雷達射頻信號帶寬成反比，要實現更高的距離分辨率，則需要提高雷達的射頻信號帶寬。例如，79 GHz汽車雷達頻段(77～81 GHz)具有4 GHz射頻帶寬，距離分辨率可達3.75 cm。而文獻[16]中的FMCW雷達具有100 GHz射頻帶寬，其距離分辨率可提高至1.5 mm。

在毫米波雷達芯片中，射頻信號帶寬主要由射頻毫米波組件直接決定，提高射頻毫米波組件尤其是毫米波放大器的工作帶寬是實現更高距離分辨率的必經途徑。在毫米波寬帶放大器中，常用的拓撲結構是分布式結構和多級放大器結構。分布式結構雖然可實現較寬的帶寬，但具有較高的功耗和較大的芯片面積，從而在毫米波雷達中較為少見。多級放大器結構的帶寬主要受到各個節點的寄生電容和匹配電路的影響，匹配電路的帶寬響應是拓展毫米波放大器帶寬的關鍵。

2.1 LC型寬帶級間匹配網絡

圖1 全集成毫米波雷達芯片基本架構

傳統的級間匹配電路結構為LC型匹配網絡，如圖2所示，包括L型[22，23]，π型[24]，T型[25—27]，LT混合型[28，29]，耦合T型[30，32]等等。如圖2(a)所示，L型網絡是最簡單實用的匹配網絡，只采用兩個電抗元件(電感或者電容)即可實現一定范圍內的阻抗變換，但一個L型網絡通常只產生1個極點，放大器只會產生1個增益峰值，因此需要配合多級放大電路結構和參差調諧技術才能實現較寬的工作帶寬，如文獻[22]采用5級共源共柵結構實現的放大器帶寬為88.5～110 GHz，文獻[23]采用8級共源結構實現的放大器帶寬為101.5～142.1 GHz。

在L型網絡中增加1個電抗元件，即可形成π型和T型匹配網絡，如圖2(b)、圖2(c)所示。額外增加的1個調整變量，使得π型、T型匹配網絡可能形成2個增益峰值，從而拓展了放大器的帶寬響應。文獻[24]采用新型傳輸線和高Q值電容構成π型匹配網絡，在60 GHz頻段實現18 GHz的帶寬和13.8 dB的增益。文獻[25]詳細分析了T型匹配網絡的阻抗變換過程，并基于T型匹配網絡設計了70～140 GHz低噪聲放大器，證明了T型匹配網絡在低噪聲放大器帶寬拓展中的有效性。在更高的工作頻率，比如在D波段(110～170 GHz)中，也常采用T型匹配網絡來實現寬帶放大器[26，27]。結合L型網絡和T型網絡形成的L-T混合型網絡如圖2(d)所示，更多的可調變量使其帶寬拓展效果更好[28，29]，但過多的匹配元件會增加匹配網絡的損耗和芯片面積。

由于T型匹配網絡中存在2～3個電感，當工作頻率不夠高時，芯片面積會比較大，因此文獻[30]提出在T型匹配網絡中引入變壓器耦合，可進一步減小芯片的面積，如圖2(e)所示。文獻[31]深入分析了耦合T型結構A的帶寬拓展原理，認為耦合電感將零點移動至較低的頻率抵消了其他無用極點的影響，從而提高了工作帶寬，并采用SiGe Bi-CMOS工藝實現了22～47 GHz低噪聲放大器，峰值增益22.2 dB。根據電感耦合位置的不同，又可產生耦合T型結構B，如圖2(f)所示。文獻[32]詳細對比了耦合T型結構中不同耦合位置、電感值、耦合系數的帶寬拓展效果，最終認為耦合T型結構B具有更好的帶寬拓展效果。

圖2 LC型寬帶級間匹配網絡

2.2 變壓器反饋技術

在采用LC型匹配網絡的放大器中，放大器的級數越多，可能實現的工作帶寬越寬，但放大器級數過多會帶來功耗和芯片面積等問題[22，23]。在毫米波頻段，另一個提高增益和帶寬的有效途徑是跨導增強技術，通過提高高頻段的增益、抑制低頻段增益來實現較寬的工作帶寬。變壓器反饋技術在跨導增強和噪聲降低中發揮了至關重要的作用，一方面變壓器具有較小的芯片面積，另一方面通過磁耦合可以實現各種不同結構的反饋路徑。根據變壓器初級線圈、次級線圈的位置不同，變壓器反饋技術可以形成多種不同的電路結構，如圖3所示。

晶體管的柵漏交疊電容Cgd是CMOS工藝中一個不可避免的寄生參數，該電容在晶體管的柵極和漏極之間形成一個耦合通路，降低了晶體管的增益和反向隔離度，同時還降低了晶體管的截止頻率。因此，文獻[33]和文獻[34]提出了基于變壓器反饋的方式來減弱電容Cgd的不良影響，即在共源極放大結構的源極電感Ls和漏極電感Ld之間引入磁耦合k，如圖3(a)所示。

與共源極結構相比，共源共柵結構/多重堆疊結構在毫米波頻段具有更高的增益和更高的輸入輸出隔離度，但需要更高的電源電壓、具有更高的噪聲系數。為了降低噪聲系數和電源電壓，文獻[35]提出將共源共柵結構拆分為共源極和共柵極的兩級放大器架構，并通過變壓器耦合連接，其基本結構如圖3(b)所示，基于此結構，文獻[35]實現了46～63 GHz和29～44 GHz低噪聲放大器。基于變壓器反饋的噪聲降低結構雖然可以改善噪聲系數，但是對增益沒有明顯的提高作用。文獻[36]基于噪聲降低結構，巧妙地將共源結構和共柵結構級聯轉變為兩級共源結構級聯，并在第1級共源結構的漏極電感和第2級共源結構的源極電感之間引入變壓器耦合，形成了共源跨導增強結構，并利用第2級共源結構的柵極電感形成極點調控，拓展了放大器的帶寬響應，其基本結構如圖3(c)所示。文獻[36]對此CS跨導增強結構進行了詳細的理論分析，并實現了54.4～90 GHz低噪聲放大器，進一步驗證了該結構在共源極放大器中具有較好的帶寬拓展和噪聲降低效果。

在毫米波及以上頻段，更高的增益使得共源共柵結構比共源極結構具有更大的應用潛力，但更多的寄生效應也是共源共柵結構需要考慮的問題。在共源共柵結構中，在共柵極晶體管的柵極串聯電感可以提高增益響應，但也會帶來不穩定的風險[37]。文獻[37]采用零極點法詳細分析了柵極電感的極點調控現象，隨著柵極電感的增加，在高頻處引入的極點會往低頻移動，形成兩個極點并產生兩個增益峰值，工作帶寬被展寬了但是增益平坦度較差，同時穩定性不能保證。如圖3(d)所示，結合極點調控結構和漏極-源極之間的變壓器負反饋技術，在不增加芯片面積和功耗的情況下，也可實現寬帶的平坦增益響應和絕對的穩定性，文獻[37]基于此結構實現了62.5～92.5 GHz低噪聲放大器，最大增益為18.5 dB。文獻[38，39]則采用漏極電感和柵極電感之間的變壓器負反饋來改善平坦度和穩定性，如圖3(e)所示。

圖3 基于變壓器反饋技術的各種結構

2.3 基于變壓器的高階耦合諧振腔

較強的抗干擾能力和共模信號抑制能力促使差分電路廣泛應用于毫米波放大器設計中，文獻[40]提出了基于片上變壓器的阻抗匹配和功率合成技術后，基于變壓器的高階耦合諧振腔技術在差分毫米波功率放大器設計中被大量研究和應用。圖4(a)所示為4階耦合諧振腔的等效電路原理圖，該網絡在不同耦合系數下的頻率響應如圖4(b)所示，具有耦合強度越大、帶寬越寬、帶內紋波越高的變化規律。

文獻[41]利用變壓器耦合諧振腔匹配技術，并使用諾頓變換來最大限度地減少匹配元件的數量，實現了40～67 GHz功率放大器。文獻[42]中推導了變壓器的匹配方程和設計方法，為變壓器匹配設計提供了流程指導，并實現了57～66 GHz功率放大器。文獻[43—45]深入討論了電容耦合、電感耦合、磁耦合(變壓器耦合)、磁耦合加電容耦合共4種4階耦合諧振腔的匹配效果，雖然4種耦合諧振腔均可以通過產生2對復數極點來提高帶寬，但文獻[44]通過理論公式推導和仿真分析對比，最終證明4階磁耦合即基于變壓器的4階耦合諧振腔具有更寬的頻率響應。

文獻[41]的放大器多工作在AB類或者A類模式，基于變壓器的耦合諧振腔結構在C類、F/逆F類放大器中也被證明具有較好的匹配效果[46，47]。文獻[46]提出了一種新型的片上變壓器Doherty功率合成網絡，該變壓器功率合成網絡可以有效降低功率回退下的阻抗變換比，從而提高帶寬和功率合成效率，在28/37/39 GHz分別實現了飽和輸出功率為16.8/17.1/17 dBm。文獻[47]提出了基于變壓器的連續模式諧波調諧網絡，該網絡為基波、2階和3階諧波阻抗提供適當的諧波阻抗終端，從而實現了飽和輸出功率的1 dB帶寬為23.5～41 GHz，峰值效率為43.2%。

在毫米波低噪聲放大器中，基于變壓器的耦合諧振腔同樣被證明具有較好的匹配效果[48—50]。文獻[48]利用耦合強度越大、帶寬越寬的規律，采用強耦合諧振腔產生兩個極點，實現了28/37 GHz并發的雙頻低噪聲放大器。文獻[49]將基于變壓器的耦合諧振腔結構應用于單端低噪聲放大器電路中，同樣實現了寬帶的頻率響應。寬帶毫米波低噪聲放大器的性能對比如表1所示。

3 輸出功率提高技術

當目標受到雷達發射電磁波的照射時，將對所截獲的雷達電磁波再次輻射，因而將產生目標散射回波。散射功率的大小與目標所在點的發射功率密度以及目標本身的電磁特性有關。雷達接收的回波功率大小可由雷達方程式(2)表示[21]

根據式(2)和雷達接收機的靈敏度Psmin可獲得雷達的最大可工作距離Rmax為[21]

其中，PT和PR是發射和接收功率，GT和GR是發射天線增益和接收天線增益，λ0是雷達射頻信號的波長，R是雷達和目標之間的距離，δ是目標的雷達散射截面(Radar Cross Section， RCS)，L是雷達收發機總的額外損耗。

圖4 基于變壓器的4階耦合諧振腔

由式(3)可知，在雷達檢測目標、收發天線、工作環境一定的情況下，提高雷達最大可工作距離Rmax的直接有效途徑是：(1)提高雷達接收機的靈敏度；(2)增大雷達發射機的發射功率。通過大規模雷達芯片陣列的方式，可明顯提高雷達的最大可工作距離Rmax，但仍然會受限于毫米波雷達單芯片的性能。在毫米波雷達芯片層面，提高雷達接收機的靈敏度需要通過提高低噪聲放大器的增益和線性度、降低低噪聲放大器的噪聲系數來實現，例如采用前文所提的跨導提高技術和噪聲降低技術。而要增大雷達發射機的發射功率，則需要提高毫米波功率放大器芯片的飽和輸出功率(saturated output power， Psat)。鑒于先進半導體工藝中晶體管的擊穿電壓有限，尤其是先進硅基工藝，例如，65 nm CMOS工藝的標準電源電壓為1.2 V，這限制了晶體管的輸出電壓擺幅，從而限制了功率放大器的飽和輸出功率。因此，在毫米波功率放大器中，常采用晶體管堆疊技術和多路功率合成技術來提高放大器的輸出功率。

3.1 晶體管堆疊技術

在功率放大器設計中，最常規的結構為單個晶體管結構，如圖5(a)所示，在晶體管功率密度足夠高的情況下，單個晶體管結構即可滿足設計需求，例如晶體管擊穿電壓非常高的GaN工藝。在硅基工藝中，由于晶體管擊穿電壓和功率密度的限制，單個晶體管結構遠不能滿足功率放大器的需求，因此首先考慮并聯多個晶體管來提高輸出電流的擺幅。如圖5(b)所示是并聯m個晶體管的結構，每個晶體管的尺寸和偏置條件與圖5(a)完全相同，因此該結構的輸出電流是單個晶體管的m倍，即輸出功率提高為單個晶體管的m倍，但最優負載阻抗也降低為單個晶體管最優負載阻抗的1/m。并聯的晶體管個數越多，則并聯結構的最優負載阻抗越小，同時晶體管并聯結構在毫米波頻段會引入更大的寄生參數，這將會降低輸出匹配網絡的帶寬和效率，因此，在毫米波頻段，晶體管的并聯個數受到限制。

另外一個有效途徑是提高輸出電壓的擺幅，即采用n個晶體管堆疊的結構，如圖5(c)所示，每個晶體管的尺寸和偏置條件與圖5(a)完全相同。理論上，該結構的輸出電壓擺幅是單個晶體管的n倍，即輸出功率提高為單個晶體管的n倍，最優負載阻抗也是單個晶體管的n倍，因此降低了輸出匹配的難度。堆疊的晶體管個數越多，偏置網絡和偏置狀態越復雜，晶體管互聯結構在毫米波頻段的寄生參數越大，諧波效應也越明顯，這無疑增加了功率放大器的設計難度，因此，在毫米波頻段，晶體管的堆疊個數也受到限制。通過堆疊n層晶體管、每層晶體管并聯m個方式，可以進一步提供堆疊結構的輸出功率，合適地選擇晶體管的并聯個數和堆疊個數，才能實現高輸出功率、高效率的毫米波功率放大器[51]。

表1 寬帶毫米波低噪聲放大器性能對比

圖5 3種功率放大器基本結構對比[51]

BJT與MOSFET的工作模式大有不同，晶體管堆疊技術需要考慮非線性特性、偏置等的不同影響。文獻[52]詳細分析了SiGe BiCMOS工藝中HBT晶體管非理想性、版圖寄生效應、低Q值片上無源器件等對堆疊結構功率放大器性能的影響，在W波段設計了常規結構、2重堆疊和3重堆疊E類功率放大器，分別實現了輸出功率為19.5 dBm， 22 dBm，23.3 dBm。在CMOS工藝中，文獻[53]采用3重堆疊結構和基于變壓器的電壓型功率合成網絡，在60 GHz實現了22.8 dBm的飽和輸出功率和15.9%的峰值效率(Power Added Efficiency， PAE)。在CMOS SOI工藝中，由于晶體管的襯底電位的可控性，多重堆疊的功率提高效果比CMOS工藝中明顯，文獻[54]和文獻[55]采用4重堆疊結構在41 GHz和29 GHz實現的飽和輸出功率分別為21.6 dBm和24.8 dBm。

3.2 多路功率合成技術

在毫米波頻段，各種寄生效應和晶體管諧波效應會導致堆疊通路上各個節點的電壓、電流相位不一致，使得堆疊式功率放大器的效率和線性度受到一定的限制。而多路功率合成技術在輸出功率、效率和線性度之間具有更好的平衡效果，也更容易額外增加補償手段來提高功率放大器的效率和線性度，如圖6所示為常用的4種功率合成結構[56]。如圖6(a)所示，Wilkinson合成器利用1/4波長傳輸線的阻抗變換特性和隔離電阻來實現較好的端口隔離和功率合成效率，在GaN和GaAs等工藝中廣泛使用[57—58]。如圖6(b)所示的零度合成器則利用零度相位差的關系，在滿足布局約束和阻抗變換要求的情況下可以使用任意線長的傳輸線，相比于Wilkinson合成器，顯著地減小了合成器的尺寸和插入損耗[59，60]。如圖6(c)和圖6(d)所示的串聯/并聯變壓器合成網絡則因其高傳輸效率和緊湊尺寸而在CMOS工藝中廣泛使用[61，63]。

圖6 4種功率合成結構對比[56]

文獻[56]在GaN工藝中結合4路傳統Wilkinson合成器和Lange耦合器，在95 GHz頻段實現了37.8 dBm的飽和輸出功率和18.3%的峰值效率。文獻[58]則取消了隔離電阻，僅采用1/4波長線完成16路功率合成，在68～91 GHz頻段實現了峰值27.3 dBm的飽和輸出功率。文獻[60]結合分布式有源變壓器和8:1零度合成器完成24個單元功率放大器的功率合成，在60 GHz實現了30.1 dBm的飽和輸出功率和20.8%的峰值效率，代表硅基工藝的輸出功率在該頻段的最高水平。文獻[61—63]分析了串/并聯變壓器在2路、4路差分放大器中的功率合成效果，文獻[62]利用基于變壓器耦合的串-并聯功率合成網絡，結合晶體管尺寸優化和版圖布局優化，在70.3～85.5 GHz內實現了飽和輸出功率為20.9 dBm、峰值效率為22.3%的功率放大器。總的來說，在2路或者4路功率合成中，串/并聯變壓器結構結合差分放大器可以實現較好的功率合成效果和較小的芯片尺寸，但在8路及以上的功率合成中，Wilkinson合成器和零度合成器的優勢更加突出。寬帶、高功率毫米波功率放大器的性能對比如表2所示。

表2 寬帶、高功率毫米波功率放大器性能對比

4 相控陣技術

傳統機械掃描雷達的波束掃描通過天線的機械轉動來實現，相控陣技術出現后，相控陣雷達通過控制每個天線單元發射或接收電信號的幅度或相位信息來改變陣列等效波束的方向和強度，從而大大提高了雷達波束掃描的靈活性和可控性。與單個接收通道相比，N個相控陣接收通道可以將接收機的靈敏度提高10lg(N) dB。與單個發射通道相比，N個相控陣發射通道可以將發射機的有效全向輻射功率(Equivalent Isotropically Radiated Power，EIRP)提高20lg(N) dB。因此，相控陣技術可以降低對接收單通道噪聲系數和發射單通道輸出功率的要求，是大規模毫米波雷達陣列芯片中的一項關鍵技術。

如圖7所示，根據移相功能的實現路徑和位置不同，可以將相控陣分為中頻移相結構、本振移相結構、射頻移相結構和數字移相結構。射頻移相結構的幅度和相位控制在射頻路徑完成，并且僅需要一個混頻器和本振信號源，因而具有較小的芯片面積和功耗，適用于大規模陣列芯片，但移相器的插入損耗和移相誤差在毫米波頻段需要慎重考慮。本振移相結構的相位控制在本振路徑完成，混頻器的存在使得本振路徑的失配和插損不會直接影響系統的信噪比，因而降低了移相器的設計難度，但每個路徑均需要混頻器和本振信號源，這加大了系統的芯片面積、功耗和復雜度，因此該結構適用于小規模的陣列芯片。中頻移相器和中頻信號合成網絡的較大芯片面積使得中頻移相結構具備的競爭力不足。雖然數字移相結構的每個路徑也需要混頻器和本振信號源，但信號的合成、幅度/相位控制均由數字處理器完成，使得該架構非常靈活，具有較好的可拓展性，因而近年來也逐漸受到關注，毫米波移相器性能對比如表3所示。

作為相控陣技術的相位控制核心，毫米波移相器是毫米波相控陣芯片的設計難點之一。移相器的移相范圍、移相精度和誤差決定了相控陣芯片的波束控制能力，移相器的插損對相控陣芯片的信噪比、功耗、線性度等也有較大影響。

常用的毫米波移相器結構為無源移相結構，如圖8(a)～圖8(c)所示，因為其具有零直流功耗和高線性度等特點而被廣泛采用。如圖8(a)和圖8(b)所示為開關切換型移相器[64，65]，開關晶體管導通和關斷情況下，電路等效為不同的高通、低通網絡，從而實現移相功能。如圖8(c)所示為反射型移相器，由正交耦合器和兩個相同的可調無源反射負載組成。流行的可調反射負載拓撲包括可調電容、串并聯LC諧振器、LC多重諧振器、變壓器多重諧振器等[66—69]，調整反射負載的阻抗即可獲得所需的移相范圍和移相精度。

在毫米波頻段，無源器件的寄生效應明顯，因此開關切換型和反射型無源移相結構很難實現小于2°的移相精度，同時毫米波移相器的插損隨著工作頻率的提高而增大，系統中需要提供額外的增益補償電路。矢量合成結構解決了傳統無源移相結構中移相精度不夠高的問題，在需要較高移相精度的毫米波相控陣芯片被廣泛采用。基本的矢量合成結構如圖8(d)所示，包括正交信號產生器、矢量合成器和輸入輸出匹配網絡[70]。矢量合成器需要對輸入的正交信號進行加權矢量合成，通常采用無源可變增益放大器[70](無源矢量合成結構)和有源可變增益放大器[71](有源矢量合成結構)實現。無源矢量合成結構具有較好的移相誤差和線性度，但仍然具有較大的插損。有源矢量合成結構雖然同時解決了移相精度和插損的問題，但線性度和功耗等需要折中考慮。在相位誤差和移相精度要求較高的系統中，通常采用更多位相位控制來進行相位補償和相位篩選[71—73]，這也是高精度毫米波移相器的未來發展方向。

圖7 4種不同的相控陣結構(以接收機為例)

表3 毫米波移相器性能對比

5 結束語

高分辨率、小芯片尺寸、強環境適應能力等特性使得毫米波雷達廣泛應用在不同軍民領域中。毫米波雷達的距離分辨率和最大可工作距離通常受雷達射頻信號帶寬和發射功率的限制。因此，本文針對毫米波雷達前端芯片中阻抗匹配、噪聲降低、功率提升、相位控制等設計難點的關鍵解決技術進行探討和綜述。

圖8 3種不同的毫米波移相器結構

在阻抗匹配方面，LC型寬帶級間匹配網絡配合多級放大器結構，可以實現較高的增益和帶寬，多應用于單端電路中。而基于變壓器的反饋技術和高階耦合諧振腔技術在提高帶寬、降低噪聲和減小芯片面積方面均有獨特的優勢，是毫米波低噪聲放大器和功率放大器在帶寬提高方面的研究熱點。在功率提高方面，堆疊技術和多路合成技術是兩個重要的發展方向，基于變壓器的多路合成結構在合成效率優化、諧波阻抗匹配等方面的靈活性更強，但Wilkinson合成器和零度合成器在16路以上合成以及在毫米波高頻段功率放大器中損耗低、結構簡單的優勢更為明顯。在相控陣技術方面，開關切換型結構適用于移相精度要求不高、線性度要求高的系統，反射型結構適用于相位需要電壓連續控制的系統，而矢量合成移相器更適用于高精度相位控制系統。結合相控陣技術的大規模毫米波雷達陣列，在逐漸往具有更寬工作帶寬的毫米波高頻段發展，是毫米波雷達芯片今后的一個發展趨勢。