集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統

李林，吳紅飛,*，朱建鑫,，黃家杰，楊帆

1. 南京航空航天大學 自動化學院，南京 210016

2. 南京郵電大學 自動化學院，南京 210046

3. 南京郵電大學 人工智能學院，南京 210046

近年來，多電/全電飛機快速發展，作為其中重要組成部分的供電系統，其穩定性和可靠性也越來越受到重視[1-2]。新型雷達、電磁發射系統等新興裝備的廣泛應用，對機載供電系統的穩定運行提出了挑戰。作為典型的脈沖負載，雷達收發組件在發射狀態時需要遠高于其接受狀態的功率，其基本特性為：高峰均比時峰值功率通常是平均功率的5～10倍；負載脈沖工作頻率低且不固定時通常幾赫茲到幾十赫茲；負載脈沖啟動和停止速度快[1-5]。圖1給出了機載雷達的典型供電架構，通常由不控整流橋接三相交流源給其供電[6-7]。除了諧波電流和無功電流外，低頻脈沖負載對供電系統形成反復的加載和卸載沖擊，引起供電系統電壓波動和頻率閃變，影響其他負載的正常運行，甚至造成整個供電系統的不穩定[8-12]。因此，為了提高機載供電系統帶低頻脈沖負載時的穩定性和電能質量，消除脈沖功率對交流網側的沖擊和影響，需要實現負載脈沖功率與交流側輸入功率的解耦。

針對單相交直流系統中的二倍頻脈動功率解耦問題，國內外學者開展了大量研究并取得了卓有成效的研究成果[13-15]。然而，單相交直流系統中二倍頻脈動功率與平均功率的比值遠小于三相系統中脈沖功率負載的峰均比，同時二倍頻脈動功率的頻率固定，而低頻脈沖功率頻率寬范圍變化。因此，為單相交直流系統設計的二次脈動功率解耦方法并不能直接應用于圖1所示的供電系統中。針對直流脈沖負載系統，研究人員也提出了一系列行之有效的解決方案，通過在輸出側引入基于雙向DC/DC變換器的功率解耦電路，消除了脈沖功率對輸入源的影響[2]。然而，圖1提出的機載雷達典型供電架構，該方案無法補償諧波電流和無功電流。

圖1 不控整流供電系統

有源電力濾波器(APF)[16-17]和靜止無功發生器(SVG)[18]被廣泛應用于三相交流系統中以實現高頻諧波和基頻無功功率補償，改善電網電能質量。然而，傳統APF或SVG的有功功率輸入輸出能力有限，難以實現瞬時脈沖功率的解耦。文獻[19]研究了以電容為儲能單元的靜止無功發生器，通過電容放電，為供電系統提供瞬時有功功率支撐，消除弱電網中由于脈沖功率而引起的電網電壓相位突變。文獻[20-21]則研究了以超級電容為儲能單元的集成式APF，用于瞬時功率平滑以及無功功率支撐。兩者均采用超級電容為儲能單元，處理的是周期為數秒甚至更長的脈沖功率。

有源整流是機載交直流供電系統的發展趨勢，相比無源整流系統，更易獲得高功率因數、低諧波含量的交流輸入電流，但傳統的有源整流器不具備功率解耦功能，無法直接應用于脈沖功率系統。為了抑制脈沖功率對供電系統的沖擊，本文研究了一種集成脈沖功率解耦功能的三端口整流器。分析了三端口整流器的工作原理和控制調制策略，實現了交直流側功率解耦，消除了低頻脈沖負載對機載供電系統的沖擊等負面影響。

1 集成低頻脈沖功率解耦端口供電系統

基于低頻脈沖負載特性的研究，通過開關器件集成和復用，提出了一種兼具功率解耦端口和直流輸出端口的三端口功率解耦整流器。通過允許功率解耦端口儲能電容Cs兩端的電壓vcs大幅度波動解耦脈動功率來抑制負載對供電系統的沖擊，并降低所需電容容值；直流輸出端口用以穩定負載供電電壓，并通過DC/DC變換器與功率解耦端口相連，最終構造出集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統。

1.1 電路拓撲

圖2為脈沖負載功率波形，其中Pmax、Pmin和Pav分別為脈沖負載峰值功率、谷值功率和平均功率。通常情況下，Pmax=(4～7)Pmin，因此峰值功率Pmax遠大于平均功率Pav。

圖2 脈沖負載功率波形

為了抑制脈沖功率對交流源的擾動，可以將其分為穩態功率Pcon和動態功率Ppulse兩部分，并構造兩條功率傳輸路徑分別用于穩態功率傳輸和動態功率傳輸。通過集成開關器件，并復用橋臂下管SZx，提出了兼具功率解耦端口和直流輸出端口的三端口整流器，并與DC/DC變換器相連，構造出圖3所示的集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統。三端口整流器具有兩個獨立的直流端口，直流輸出端口(Vo)和功率解耦端口(vcs)，其中直流輸出端口用于輸出穩態功率Pcon，功率解耦端口則用于動態功率Ppulse傳輸，并利用其儲能電容電壓vcs的寬范圍波動實現交直流側功率解耦。DC/DC變換器用來連接兩個直流端口以及跟蹤動態功率Ppulse。圖4給出集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統具體電路，其中vsx(x=a,b,c)為三相交流輸入源相電壓；Lx和Cx分別為濾波電感和濾波電容；SHx、SLx1、SLx2和SZx為AC/DC變換器功率開關管；Cs為功率解耦端口儲能電容；S1、S2為DC/DC變換器功率開關管；Ldc為DC/DC變換器電感；Co為直流輸出端口電容。

圖3 集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統

圖4 集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統電路

1.2 工作原理

圖5給出了集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統面向低頻脈沖負載時主要工作波形，其中:ip為低頻脈沖負載瞬時電流；ipmax和ipmin分別為其峰/谷值電流；vcs為儲能電容電壓；Vo為負載供電電壓；iSC為交流輸入電流。脈沖觸發期間(T1)，DC/DC變換器輸出功率大于其動態功率平均值Pav1，儲能電容電壓下降，提供功率差值；脈沖停止期間(T2)，Ppulse為0，DC/DC變換器旁路，儲能電容吸收冗余功率，電壓上升。直流輸出端口電壓Vo保持恒定，為負載提供穩定的工作電壓。

圖5 主要工作波形

該機載電源系統供電的核心，在于將交流側輸入功率“按需分配”到兩個直流端口，即分配穩態功率Pcon至Vo端口，動態功率平均值Pav1至vcs端口。為此，本文提出一種功率流復用加輸出端口切換的方法，實現功率的分配。

如圖6所示，通過切換AC/DC變換器輸出端口進行功率分配，分為vcs模式和Vo模式進行討論。vcs模式下，AC/DC變換器開關管SHx和SZx(x=a,b,c)工作，SLx1和SLx2關斷，Vo端口斷路，交流側功率流入vcs端口(串聯反向開關管SLx1和SLx2，可以防止在該模式下出現vcs端口和Vo端口短路)；Vo模式下，功率開關管SLx1和SZx工作，SLx2恒通，SHx關斷時，vcs端口斷路，交流側功率直接流入Vo端口。控制交流側輸入功率恒定并通過兩個直流輸出端口分時復用，可以實現前文所述的兩個直流側端口功率“按需分配”。

圖6 輸出端口模式切換

2 控制方法

圖7給出集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統控制框圖，包括DC/DC變換器控制、AC/DC變換器控制。

圖7 機載電源系統控制框圖

2.1 DC/DC變換器控制

DC/DC變換器跟蹤動態功率Ppulse，脈沖觸發期間，DC/DC變換器傳輸的瞬時動態功率大于其平均值Pav1，儲能電容Cs釋放能量補償負載功率差值，vcs電壓下降；脈沖停止期間，瞬時動態功率為0，儲能電容電壓上升，儲能電容Cs吸收冗余功率。同時，通過DC/DC變換器控制維持負載供電電壓恒定，因此DC/DC變換器控制采用電壓外環、電流內環雙環控制。

加入PI調節器后的DC/DC變換器控制電流環、電壓環開環傳遞函數Gdcc和Gdcv分別為

(1)

(2)

式中：kdccp、kdcci、kdcvp和kdcvi分別為電流環、電壓環PI調節器參數；kdcPWM為DC/DC變換器增益；Co為直流輸出端口電容；Ldc為DC/DC變換器電感。

圖8(a)給出DC/DC變換器控制電流環、電壓環開環傳遞函數伯德圖，選取電流環截止頻率fdcc和相位裕度φdcc分別為1.5 kHz和50°，電壓環截止頻率fdcv和相位裕度φdcc分別為200 Hz和50°，可以有效追蹤DC/DC變換器傳遞的脈動電流，并穩定負載供電電壓Vo，且保證控制系統穩定性。

圖8 機載電源系統控制函數伯德圖

本文還采用DC/DC電感電流前饋方法，加入電流前饋iDCfeed，獲得更好的電流追蹤能力，保證控制系統穩定性。iDCfeed與穩態電感電流有關，為瞬態脈沖電流值ip與脈沖谷值電流ipmin之差，即

iDCfeed=ip-ipmin

(3)

2.2 AC/DC變換器控制

AC/DC變換器控制包括電壓環控制、電流環控制以及功率環控制，如圖7所示。

本文對儲能電容電壓vcs采用了峰值電壓控制，使得在脈沖電流觸發之前，儲能電容電壓已處于峰值電壓vcsmax，確保有足夠的能量補償負載與交流側功率差值且各功率器件均在安全電壓范圍之內。峰值檢測電路用于對儲能電容電壓最大值進行采樣，作為AC/DC變換器電壓環控制指令，可使電壓控制環路正常工作。vcs電壓環控制采用較低的帶寬，其輸出idcs可等效為變換器有功功率，作為AC/DC變換器d軸電流基準。

電流環控制的目的在于確保三相交流供電系統輸入高功率因數正弦電流，采用PI調節器對dq坐標系下的直流分量進行無靜差控制，電流環dq軸參考如下公式所示：

(4)

加入PI調節器后的AC/DC變換器控制電流環、電壓環開環傳遞函數Gacc和Gacv分別為

(5)

(6)

式中：kaccp、kacci、kacvp和kacvi分別為電流環、電壓環PI調節器參數；kacPWM為AC/DC變換器增益；Cs為儲能電容；Lx(x=a,b,c)為AC/DC變換器濾波電感；Um為交流源相電壓峰值，儲能電容電壓vcs取最大值進行設計。

圖8(b)給出AC/DC變換器控制電流環、電壓環開環傳遞函數伯德圖，選取電流環截止頻率facc和相位裕度分別為1.5 kHz和50°，電壓環截止頻率facv和相位裕度分別為3 Hz和50°，提高交流側電流追蹤效果，確保儲能電容電壓vcs隨脈沖頻率呈周期性波動補償不平衡功率，且保障控制系統穩定性。

功率環控制負責實現AC/DC變換器兩個直流端口所需功率的“按需分配”，由調節Vo端口功率占比來實現。Vo端口輸出電壓固定，其傳輸的穩態功率Pcon，可等效為低頻脈沖負載谷值電流ipmin。因此，本文通過控制流入Vo端口的電流進行功率控制，以低頻脈沖負載電流谷值ipmin作為Vo端口電流參考指令idcref，Vo端口電流io為瞬態脈沖電流ip與DC/DC變換器電感電流iDC之差，即

io=ip-iDC

(7)

圖9所示為輸出端口切換信號產生機理。Vo端口功率增加，功率環調制波輸出信號um增加，與鋸齒波usaw交截產生的切換信號SW=1占空比增加，流入vcs端口功率占比提高；反之，當流入Vo端口功率減小時，經功率環調節控制降低Vo端口功率占比。

圖9 輸出端口切換信號

AC/DC變換器輸出端口切換頻率fSw，對交流側電能質量存在較大影響。對于50 Hz三相交流系統，為了保證各相之間、各相正負半周之間工作的對稱性，輸出端口切換頻率fSw適合選擇為300 Hz及其倍數頻率。如果輸出端口切換頻率fSw低于300 Hz，則無法保證各相之間、各相正負半周之間工作的對稱性；如果輸出端口切換頻率fSw高于300 Hz，則會增加控制的復雜程度，而頻繁的輸出端口切換過程還將會影響交流輸入側的電能質量。

3 調制策略

為提高直流電壓利用率，本文采用注入零序分量的SPWM調制[22]，對比傳統三相兩電平電路，所提出的三端口整流器不同之處在于其輸出端口在功率解耦端口(vcs)和直流輸出端口(Vo)之間來回切換，易造成交流側電流畸變。

為了實現AC/DC變換器直流端口平滑切換，有效抑制交流側電流畸變，需要使交流側濾波電感Lx在切換前后滿足伏秒平衡。因為變換器開關頻率fs遠大于交流側基波頻率f，在一個開關周期之內，可認為交流側電壓幅值vsx(x=a,b,c)保持不變，濾波電感電壓滿足伏秒平衡，可以等效為三相橋臂中點電壓vxn滿足伏秒平衡。

圖10為兩種AC/DC變換器直流端口切換模式下的橋臂中點電壓vxn示意圖，以n為參考地，其平均值在一個開關周期內表達式分別為

圖10 橋臂中點電壓示意圖

(8)

式中：dZxcs和dZxo為兩種模式下復用下管開關管SZx占空比；dHx和dLx1分別為與開關管SZx互補導通的開關管SHx和SLx1的占空比。

對比兩種模式下橋臂中點電壓表達式，想要滿足伏秒平衡，則需要滿足：

(9)

從式(9)可以看出，為實現AC/DC變換器vcs模式到Vo模式的平滑切換，最后給開關管SLx1的驅動占空比dLx1，需要在開關管SHx驅動占空比dHx乘上一個補償系數s，即

(10)

4 實驗結果

為了驗證所提出集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統面向低頻脈沖負載的可行性和適用性，根據表1所示的電路參數進行了實驗。采用TI公司的TMS320F28335芯片作為數字控制器，AC/DC變換器開關管選型為SiHG24 N65EF，DC/DC變換器開關管選型為UF3C065080K3S。其余電路參數分別為：交流側濾波電感Lx=3 mH(x=a,b,c)，交流側濾波電容Cx=2 μF，功率解耦端口儲能電容Cs=0.42 mF，直流輸出端口電容Co=0.35 mF，DC/DC變換器電感Ldc=0.18 mH。

表1 機載電源系統關鍵參數

圖11為不控整流供電方案下低頻脈沖負載供電的實驗波形，圖12為本文所提出的機載電源系統低頻脈沖負載供電的實驗波形，其中低頻脈沖頻率分別為8、12.5和25 Hz。

圖11 不控整流實驗波形

圖12 機載電源系統實驗波形(加入補償系數)

綜上實驗波形可以看出，不同脈沖頻率下，機載電源系統均能按照設計進行工作。對比不控整流供電方案帶來的諸如負載供電電壓Vo周期性波動、低頻脈沖功率對交流側造成的沖擊以及交流側諧波和無功電流等問題，集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統均能得到顯著改善。儲能電容電壓vcs隨低頻脈沖頻率周期性波動，補償功率差值并吸收冗余功率，負載供電電壓Vo保持恒定，供電系統電流波形為穩定正弦。加入補償系數后的交流側電流波形平滑，對比圖13未加入補償系數的機載電源系統實驗波形，表現出更高的供電系統電能質量，有效抑制因輸出端口切換引起的交流側電流畸變。

圖13 機載電源系統實驗波形(未加入補償系數)

圖14為脈沖頻率25 Hz下穩態負載功率切換波形，其中:ildc為機載電源系統其他直流穩態負載電流。直流負載突變所造成的功率及端口電壓擾動遠不如脈沖電流峰谷值切換對直流端口電壓造成的擾動，且直流端口電容容值取值較大，因此在功率突變瞬間，兩個直流端口電壓均沒有明顯的波動。

圖14 穩態負載功率切換動態波形

圖15(a)給出脈沖頻率突然降低的動態切換波形，在脈沖頻率切換后的第1個周期內，tp1階段機載電源系統工作狀態不變；tp2階段，儲能電容電壓vcs穩定在峰值電壓點，未出現過壓；在第2個脈沖周期開始，vcs瞬間達到充放電平衡。圖15(b)給出脈沖頻率突然升高的動態切換波形，在脈沖頻率升高之后，由于一個脈沖周期的判斷延時存在，導致儲能電容電壓vcs在第2個脈沖周期出現一個新低vcsmmin，之后機載電源系統經短暫的調節時間，vcs重新恢復充放電平衡。該集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統，可以有效應對脈沖負載頻率的突變狀況。

圖15 脈沖頻率切換動態波形

圖16給出傳統不控整流供電方案和該機載電源系統方案下交流側電流總諧波畸變率(Total Harmonics Distortion, THD)數據對比。不控整流方案下，由于不控整流器引入的諧波和無功電流以及低頻脈沖功率對交流側的沖擊，交流供電系統電能質量差，電流THD大，不同脈沖周期(40～80 ms)下，交流供電系統電流THD在65%左右。而本文所提出的方案，有效抑制了低頻脈沖負載對交流側造成的電流沖擊，提高了交流輸入側電能質量，不同脈沖周期(40～80 ms)下，交流供電系統電流THD在5%左右。

圖17給出不同AC/DC變換器輸出端口切換頻率fSw下的交流側電流THD數據對比，從圖中可以看出，不同脈沖周期(40～80 ms)下，輸出端口切換頻率fSw在300 Hz下的電流波形THD最低，電能質量最好，而輸出端口切換頻率fSw高于或者低于300 Hz，均對交流側電能質量有一定影響。

圖17 不同輸出端口切換頻率fSw下交流側電流THD

5 結 論

本文提出了一種集成低頻脈沖功率解耦端口的機載電源系統，詳細討論其控制和調制策略。理論分析和實驗結果表明：以所提出的基于開關器件集成和復用的三端口整流器為基礎，結合DC/DC變換器構成機載電源系統，有效實現了負載側脈動功率和交流源側功率的解耦；所提出的三端口整流器控制方法實現了交流輸入功率在不同端口之間的合理分配，保證了輸出在不同端口之間切換時的平滑過渡；所提出的解決方案能夠有效抑制低頻脈沖功率對交流側造成的沖擊、改善供電系統的電能質量。