新穎的高效級聯型多電平逆變器

曾漢超，彭民，張達敏，張強，陳道煉

(1.廈門理工學院 電氣工程與自動化學院，福建 廈門 361024；2.國網浙江臺州供電公司，浙江 臺州 318000；3.青島大學 電氣工程學院，山東 青島 266071)

0 引 言

隨著光伏、風力等分布式新能源的大力開發和利用，新能源發電系統對作為中間能量變換單元的逆變器及其性能提出了越來越高的要求。多電平逆變器具有輸出電平數多，諧波含量少、電磁干擾小及輸出波形質量高等優點，在新能源變換領域具有廣闊的應用前景[1-3]。

根據電路結構的不同，多電平逆變器一般可分為二極管鉗位型、飛跨電容型和級聯型三類[4-6]。其中，二極管鉗位型和飛跨電容型隨著輸出電平數的增多使得電路中含有較多的鉗位二極管或飛跨電容，存在電路拓撲和控制策略復雜的缺點，限制了其應用；級聯型由于沒有復雜的電容電壓控制策略，且電路結構簡單，更適用于需要高性能輸出的新能源變換場合。

現有的級聯型多電平逆變器按輸入源數目可分為多輸入源級聯型和單輸入源級聯型兩類[7-15]。多輸入源級聯型通過增加輸入源的數量來實現輸出電平數的疊加，其功率開關少、輸出諧波含量低，但不易向更多電平數擴展且過多的輸入源限制了其應用場合；單輸入源級聯型只需單個輸入源，其借助儲能電容電壓來實現輸出電平的組合。文獻[8]提出了一種將三電平“T”型結構半橋和一個兩電平全橋組合而成的混合級聯七電平逆變器，其結構簡單、功率器件電壓應力低，但需復雜的電容電壓控制策略；文獻[9-10]提出的九電平逆變器能夠實現電容電壓自均衡且電路元器件較少，但不易向更多輸出電平數擴展；文獻[11]論述的基于投切電容的九電平逆變器中，每個投切電容單元均需由4個二極管和一個雙向功率開關管組成的選擇通路來實現輸出電平的切換，使得電路拓撲結構復雜；文獻[12-13]的基于開關電容的模塊化多電平逆變器電路拓撲簡單，無需復雜的電容電壓控制策略，但這類基于H型逆變橋的多電平逆變器變換效率較低；文獻[14]論述的基于開關電容的改進型多電平逆變器的導通損耗較低，未給出變換效率；文獻[15]提出的一種無需H型逆變橋的多電平逆變器解決了功率開關電壓應力過高的問題，降低了開關損耗，但所需的功率開關數量較多。

為了克服多輸入源級聯型多電平逆變器的輸出電平數不易擴展和基于開關電容的多電平逆變器效率不高的缺陷，本文提出一種新穎的高效級聯型多電平逆變器，深入研究其電路拓撲、控制策略、穩態原理特性和儲能電容的參數設計等關鍵技術，給出樣機設計實例和實驗結果，來證實所提出電路拓撲和控制策略的可行性與有效性。

1 電路拓撲與控制策略

1.1 電路拓撲

新穎的高效級聯型多電平逆變器電路拓撲，如圖1所示。該電路拓撲是由n個開關電容單元組成的開關電容網絡、“T”型逆變橋和輸出濾波器級聯構成；開關電容單元越多，所能提供的電平數越多。每個開關電容單元是由功率開關STi、儲能電容Ci和母線二極管D1i以及非母線二極管D2i組成，i=1，2，…，n。其中，靠近逆變橋側的非母線二極管是由D2n和D2n′組成；“T”型逆變橋是由功率開關S1、S3、S5和S2、S4、S6構成的兩個“T”型橋臂組合而成。

圖1 新穎的高效級聯型多電平逆變器電路拓撲Fig.1 Circuit topology of the novel high-efficiency cascaded multilevel inverter

逆變器的輸入電壓Ui經過n個開關電容單元后，在半個工頻周期內組合成含有n+1個電平的母線電壓upn，upn經過“T”型逆變橋調制成高頻SPWM波，最后經輸出LC濾波器得到輸出電壓uo。

1.2 控制策略

以n=2為例(下同)，對所提出多電平逆變器的控制策略進行分析。該逆變器采用帶輸入電壓前饋的輸出電壓瞬時值反饋單載波SPWM控制策略，如圖2所示。其中，通過控制開關電容網絡中STi(i=1、2，下同)來實現母線電壓的抬升，通過控制逆變橋調制度M實現輸出電壓的穩定。

圖2 帶輸入電壓前饋的輸出電壓瞬時值反饋單載波SPWM控制策略Fig.2 Instantaneous value of output voltage feedback single-carrier SPWM control strategy with input voltage feedforward

通過將輸入電壓Ui和基準正弦信號uoref進行比較，判斷母線電壓能否滿足逆變要求，從而得到開關電容網絡的動作信號ugeSTi來控制母線電壓upn的抬升；輸出電壓采樣信號uo和基準正弦信號uoref比較，經過PI調節器，得到輸出電壓反饋信號uej(j=1、2、3，下同)，其和輸入電壓前饋量ufj之和生成調制信號usj，再與三角載波信號uc進行比較，得到S1、S2的驅動信號ugeS1、ugeS2。S4、S3分別在逆變器輸出電壓的正、負半周工作，其和開關電容網絡中的ST1驅動信號組合成“T”型橋臂中S5、S6的驅動信號uges5、uges6。

與傳統的載波層疊SPWM控制[16]相比，所提出的帶輸入電壓前饋的輸出電壓瞬時值反饋單載波SPWM控制策略具有控制方法簡單，占用控制芯片的資源及內存少等優點。采用消除特定次數諧波法的逆變器[17]開關動作次數少，但控制算法復雜，動態響應較差，且當逆變器輸出電平數較少時輸出波形THD較大。

2 穩態原理特性

2.1 低頻工作狀態

為了簡化分析，作如下假設：1)電路中功率器件均為理想器件；2)開關電容網絡中儲能電容容值很大，電容上沒有電壓紋波；3)忽略電路中的寄生參數。所提出的逆變器在一個低頻輸出周期中存在6種工作狀態。以輸出電壓正半周為例，不同工作狀態對應的等效電路，如圖3所示。

工作狀態2：[t1uo>Ui。功率開關管ST1導通，儲能電容C1、C2通過二極管D12、D21并聯，并和輸入源串聯將母線電壓upn抬升為2Ui。母線二極管D11承受反向電壓，處于截止狀態。S4、S5導通，S1處于SPWM斬波狀態，逆變器輸出電壓uab實現在Ui和2Ui之間切換。

工作狀態3：[t2uo>2Ui。功率開關管ST1、ST2導通，儲能電容C1、C2和輸入源通過功率開關管ST1、ST2串聯將母線電壓upn抬升為3Ui。二極管D11、D12和D21承受反向電壓，處于截止狀態。S4、S5導通，S1處于SPWM斬波狀態，逆變器輸出電壓uab實現在2Ui和3Ui之間切換。

圖3 所提出的逆變器在輸出電壓正半周時不同工作狀態對應的等效電路Fig.3 Equivalent circuits of the proposed inverter in different working states

所提出逆變器在輸出電壓負半周的工作狀態與正半周類似，這里不再展開。

2.2 電容電壓自均衡分析

由逆變器的低頻工作狀態可知，在輸出電壓正半周，當逆變器工作在工作狀態1時，其輸出電壓uab在0和Ui之間切換，輸入電壓Ui對儲能電容C1、C2并聯充電；當逆變器工作在工作狀態2時，uab在Ui和2Ui之間切換，儲能電容C1、C2并聯后與輸入電壓Ui串聯放電；當逆變器工作在工作狀態3時，uab在2Ui和3Ui之間切換，儲能電容C1、C2與輸入電壓Ui串聯放電。在輸出電壓負半周，uab在0和-Ui之間切換時，C1、C2并聯充電；uab在-Ui和-2Ui之間切換時，C1、C2并聯放電；uab在-2Ui和-3Ui之間切換時，C1、C2串聯放電。由以上分析可知，無論是在輸出電壓的正半周或負半周，儲能電容C1和C2的充、放電狀態始終相同，從而實現了兩只電容電壓的自均衡。

2.3 外特性

所提出的逆變器在一個高頻開關周期Ts內存在3種工作模態，其等效電路如圖4所示。其中：r為逆變器的內阻；k為母線電壓的第k個電平(k=1，2，…，n+1)。記模態1、2、3工作時間分別為don(k)Ts、doff(k)Ts和[1-don(k)-doff(k)]Ts。

圖4 所提出的逆變器在一個高頻開關周期內的工作模態等效電路Fig.4 Equivalent circuits of the proposed inverter under different modes during one switching period

圖4(a)為濾波電感Lf處于模態1充磁階段。電感電流iLf逐漸增加，濾波電感電流變化量為

(1)

圖4(b)為濾波電感Lf處于模態2去磁階段。電感電流iLf逐漸減小，濾波電感電流變化量為

(2)

圖4(c)為濾波電感Lf處于模態3斷流階段。電感電流iLf恒為0，負載由輸出濾波電容供電。

當所提出逆變器工作在電流連續模式(continuous conduction mode，CCM)時，電路工作在模態1、模態2。此時

don(k)+doff(k)=1。

(3)

結合式(1)、式(2)、式(3)，由狀態空間平均法可得實際和理想兩種情形下的穩態特性分別為：

uo=[k-1+don(k)]Ui-riLf,

(4)

uo=[k-1+don(k)]Ui。

(5)

由于一個高頻開關周期內濾波電容上的電流平均值近似為零，故可認為濾波電感電流即為輸出電流，則

(6)

其中ΔiLf為電感電流的變化量。

由式(1)、式(6)可知，當don(k)+doff(k)=1，即臨界狀態時，輸出電流為

(7)

其最大值為

(8)

由式(7)、式(8)可知，理想情形且臨界連續時逆變器的外特性為

Io=4IGmaxdon(k)[1-don(k)]。

(9)

當所提出逆變器工作在電流斷續模式(discontinuous conduction mode，DCM)時，一個高頻開關周期下電路工作在以上3種工作模態。此時

don(k)+doff(k)<1。

(10)

由式(1)、式(2)可知

(11)

由式(1)、式(6)、式(11)可知

(12)

當r=0，即理想情形下DCM模式時所提出逆變器的外特性為

(13)

由以上分析可得所提出逆變器的外特性曲線，如圖5所示。

圖5 所提出逆變器的外特性曲線Fig.5 Output characteristics of the proposed inverter

圖5(a)為所提出逆變器在CCM模式下輸出電壓為七電平時的外特性曲線，即當輸入電壓Ui為(1/3～1/2)倍的輸出電壓幅值時，逆變器在第k個母線電平下占空比的變化。圖5(b)中給出了多電平逆變器在不同工作模式下的外特性曲線。曲線A為濾波電感電流臨界連續時的外特性曲線，由式(9)決定；曲線A右側為電感電流連續時的外特性曲線，其中實線和虛線分別為理想情形和考慮內阻時的曲線，由式(5)和式(4)決定，可見輸出電壓隨負載增加而下降；曲線A左側為理想情況下電感電流斷續時的外特性曲線，由式(13)決定。

3 開關損耗與儲能電容參數設計

3.1 開關損耗

由2.1節逆變器的低頻工作原理分析可知，開關電容網絡中的功率開關STi頻率為兩倍的逆變器的輸出頻率，且開關管STi所承受的電壓應力為輸入電壓Ui；“T”型逆變橋中的開關管S3、S4兩端的電壓應力為n+1倍的輸入電壓，工作頻率等于逆變器的輸出頻率；開關管S5、S6承受n倍的輸入電壓應力，其工作頻率等于三倍逆變器的輸出頻率；雖然開關管S1、S2分別在逆變器的正負半個低頻周期中處SPWM斬波狀態，但其電壓應力為Ui。可見，所提出逆變器工作在高頻狀態的功率開關兩端電壓應力較低，而承受較高電壓應力的功率開關工作在低頻狀態。因此，與現有采用層疊SPWM控制策略的多電平逆變器相比，所提出逆變器的開關損耗明顯降低。

3.2 儲能電容參數設計

儲能電容Ci選擇對系統的體積和成本有著重要的影響。由逆變器的工作原理可知，儲能電容的最大連續放電時間為t1～t4。當t1

(14)

其中：

式中：Uo為輸出電壓的有效值；fo為輸出電壓的頻率。

則儲能電容的容值應滿足

(15)

其中α為儲能電容紋波系數。

4 實驗驗證

為了驗證所提出的電路拓撲和控制策略的可行性和有效性，搭建了500VA 115VDC/220V 50Hz級聯型七電平逆變器樣機。主要電路參數與功率器件選型如表1所示。

表1 主要電路參數與功率器件選型

所提出的多電平逆變器在額定阻性負載時的穩態原理波形，如圖6所示。由圖6可知：1)開關管S1、S2分別在正負半個輸出周期中工作在SPWM狀態，且此時兩端電壓應力為Ui，如圖6(a)所示；2)開關管S3、S4工作在低頻狀態，且兩端電壓應力為3Ui，如圖6(b)所示；3)開關管S5、S6工作在低頻狀態，且兩端電壓應力為2Ui，如圖6(c)所示；4)開關管ST1、ST2工作在低頻狀態，且兩端電壓應力為Ui，如圖6(d)所示；5)輸入源Ui和儲能電容電壓Uc1、Uc2均為115 V，可見儲能電容電壓具有自平衡的能力，如圖6(e)所示；6)母線電壓upn成“凸”字型，輸出電壓uab為七電平，如圖6(f)所示。

圖6 所提出的逆變器在額定阻性負載時的穩態原理波形Fig.6 Steady-state principle waveforms ofthe proposed inverter under rated resistive load

所提出的多電平逆變器在Ui=115 V時的變換效率曲線如圖7所示。由圖7可知，逆變器的變換效率隨著負載功率的增加而逐漸降低，在負載功率為100 W時的變換效率最高，為96.89%。逆變器的損耗主要由功率器件的開關損耗和導通損耗組成。隨著負載功率的增加，功率器件的開關損耗所占比重基本不變，導通損耗因與其電流有效值的平方成正比，所占比重逐漸增大，逆變器的變換效率逐漸降低，在500 W時的變換效率為95.67%。

圖7 所提出的逆變器在Ui=115 V時的變換效率曲線Fig.7 Conversion efficiency of the proposed inverter at Ui=115 V

將所提出的多電平逆變器與文獻[12-13，15]論述的基于開關電容的級聯型多電平逆變器進行比較，如表2所示。由表2可知，當電路中含有n個開關電容單元時，所提出的逆變器和文獻[12-13,15]均輸出2n+3個電平，儲能電容的容量也相同；文獻[13,15]所需的功率開關管數量較多，對應的輔助電路較多，系統硬件電路較復雜，而文獻[12]和所提逆變器無此顧慮；文獻[15]的功率開關電壓應力最低，其是通過增加開關管的數量實現；文獻[12]中89.2%的效率是在輸入電壓Ui=36 V，輸出電壓Uo=110 V/400 Hz，輸出功率Po=250 W時測得；文獻[13]中84.9%的效率是在輸入電壓Ui=8 V，輸出電壓Uo=16 V/1 kHz，輸出功率Po=5 W時測得；文獻[15]中88.93%的效率是在輸入電壓Ui=48 V，輸出電壓Uo=125 V/50 Hz，輸出功率Po=62.5 W時測得；本文中95.67%的效率是在輸入電壓Ui=115 V，輸出電壓Uo=220 V/50 Hz，輸出功率Po=500 W時測得，在Po=100 W時的變換效率達96.89%。可見，提出的多電平逆變器具有更高的變換效率。考慮工作條件不同產生的影響，所提逆變器的變換效率與文獻[12-13,15]仍具有可比性。

表2 所提出的多電平逆變器與其他基于開關電容的級聯型多電平逆變器比較

5 結 論

1)新穎的高效級聯型多電平逆變器電路拓撲，是由n個開關電容單元組成的開關電容網絡、“T”型逆變橋和輸出濾波器級聯構成；“T”型逆變橋是由兩個“T”型橋臂組合而成。

2) 帶輸入電壓前饋的輸出電壓瞬時值反饋單載波SPWM控制策略，是通過控制開關電容網絡中的STi和逆變橋調制度來分別實現母線電壓的抬升和輸出電壓的穩定。

3)該逆變器在一個低頻輸出周期存在6種工作狀態；推導出了CCM模式下七電平時的外特性曲線和不同模式下多電平時的外特性曲線，給出了儲能電容的參數設計準則。

4)設計并研制的樣機實驗結果表明所提出的逆變器開關損耗小、變換效率高、輸出電平數易于擴展，證實了其電路拓撲和控制策略的可行性與有效性。