一種磁懸浮軸承功率放大器控制方法

賀永玲，胡叨福

（珠海格力電器股份有限公司，廣東珠海，519070）

0 引言

磁懸浮軸承通過電磁力將轉軸穩定懸浮，具有無機械摩擦、損耗小、無潤滑的特點，適用于高速旋轉的場合[1]。磁懸浮軸承的功率放大器將控制電壓信號轉換為相應控制電流輸入電磁鐵中，生成控制力，是磁懸浮軸承系統能量轉換的關鍵部分，也是影響磁懸浮軸承穩定性的關鍵因素之一，磁懸浮軸承功率放大器的主電路拓撲有單臂式、半橋式、單相全橋式、多橋臂式等多種結構[2]。

對于主動式磁懸浮軸承，其電流僅需單向流動，一般采用半橋式結構開關功率放大器。一套主動式磁懸浮軸承系統中，需要對轉軸的前徑向XY、后徑向XY、軸向Z共五個自由度進行控制，故共有10個電磁線圈，需要10個半橋式功率放大器[3]。對于半橋結構的開關功率放大器的驅動電路，通常需要2路相互隔離的控制電源，一路用于上橋臂開關管的驅動，一路用于下橋臂開關管的驅動，10個開關功率放大器，至少需要11路相互隔離電源，其中，上橋臂的驅動電源相互隔離，所有下橋臂的驅動電源可共用。這樣所需要的電源數目眾多，設計十分復雜，而且可靠性也難以保證，可使用自舉電路來實現功率放大器的單一電源供電，實現自舉有一個關鍵問題是如何保證自舉電容電壓始終都能滿足開關管驅動電壓的要求，這是保證開關功率放大器可靠運行的關鍵。現有技術中，對自舉電容初始化充電以及正常運行時的充電有深入的研究，這些技術可實現自舉電容的充分充電，以達到開關功率放大器的可靠運行。但在磁懸浮軸承系統中，由于外力的作用，軸承線圈中的電流可能存在長時間為0的狀態，此時自舉電容不能及時充電，將導致其電壓不斷下降，若其電壓下降到開關管正常驅動電壓以下，在下次啟動來臨時，容易因開關管處于不完全導通狀態下而損壞，本文將結合磁懸浮軸承開關功率放大器的工作方式進行詳細分析并提出解決方法。

1 磁懸浮軸承開關功率放大器工作原理

半橋式開關功率放大器拓撲結構如圖1 所示。其中，UDC為直流母線電壓，L和RL分別為線圈的等效電感與電阻，Q1、Q2為開關管，D1、D2為續流二極管。UD為開關管驅動電源，HVIC為上橋開關管驅動芯片，LVIC為下橋開關管驅動芯片，自舉電路由自舉二極管D3，自舉電容C1和限流電阻R1組成，自舉電容提供上橋臂器件開通時柵極充電所需電荷，并提供上橋臂驅動芯片HVIC中邏輯電路消耗的電流。

圖1 半橋式開關功率放大器拓撲結構

為了達到減少電流紋波、實現電流的精確控制，以及提高電流的響應速度，開關功率放大器通常采用三電平控制，即驅動信號PWM1和PWM2相位相差180°，如圖2所示，三電平功率放大器輸出給負載兩端的電壓有+UDC、0、－UDC共三種工作狀態，分別是電流增加狀態、電流續流狀態、電流減小狀態[4]。

圖2 開關管驅動信號相位相差180°

圖1 中虛線1–4分別為功率放大器四種工作狀態：

狀態1：Q1和Q2都導通，軸承線圈充電。自舉電容負端電壓約為UDC，自舉二極管反向截止，自舉電容放電，電壓逐漸降低；

狀態2：Q1導通，Q2關斷，軸承線圈電流通過D2、Q1續流。自舉電容負端電壓約為UDC，自舉二極管反向截止，自舉電容放電，電壓逐漸降低；

狀態3：Q1關斷，Q2導通，軸承線圈電流通過D1、Q2續流。自舉電容負端電壓約為GND，自舉二極管正向導通，自舉電容充電，電壓逐漸升高；

狀態4：Q1和Q2都關斷，軸承線圈電流通過D1、D2放電。自舉電容負端電壓約為GND，自舉二極管正向導通，自舉電容充電，電壓逐漸升高。

2 磁懸浮軸承功率放大器自舉電路可靠充電實現方式

在主動式磁懸浮軸承系統中，一般采用差動電流控制，差動電流是指在一個自由度中有兩個作用相反的軸承線圈在工作，這種布局使得系統既能產生正向力，又能產生反向力[5]。

當轉子偏離參考位置S0時，由傳感器測出此時轉子偏離參考位置的位移sx，位移調節器將這一位移信號變換成控制電流ic，這樣得到其中一個軸承線圈的電流參考值為偏置電流I0與控制電流ic之和，即I0+ic，而另一個軸承線圈的電流參考值為偏置電流I0和控制電流ic之差，即I0+ic，并分別通過電流調節器實現對軸承線圈電流的控制。一個自由度上總電磁力F為：

式中，μ0為真空中磁導率；A0為電磁鐵的磁極面積；N為線圈匝數。

圖3 磁懸浮軸承差動控制框圖

假設當轉軸持續受到一個向下的外力時，此時通過位移調節器輸出的控制電流ic增大，即軸承線圈1的電流增大，軸承線圈2的電流減小，當外力增大到一定程度時，軸承線圈2的電流減少到0。如果外力持續時間較長，則軸承線圈2中的電流長時間為0，通過電流調節器計算，輸出給功率放大器的PWM信號占空比將降為0，則不存在Q2導通或D1續流的狀態，自舉電容無充電回路，將導致其電壓不斷下降，當電壓降低到開關管開通所需最低電壓，那么在下次啟動來臨時，存在因開關管處于不完全導通狀態而損壞的風險。

針對上述問題，本文提出了一種穩定可靠的自舉電容充電控制方法，以保證開關功率放大器的可靠運行。解決的辦法是根據線圈中有無電流來限制PWM的最小值，當線圈中有電流時，PWM占空比最小值不作任何限制，因為自舉電容總是存在充電的機會，當軸承線圈電流為0時，此時需要將PWM占空比限定在0到50%之間的一個值，因為PWM占空比大于50%開關管存在同時導通，則線圈充電，電流不為0，影響軸承懸浮控制，PWM占空比過小，則有可能存在充電不足，下面對滿足充電要求的占空比值進行分析。

設自舉電容電壓為Uc1，開關管驅動欠壓保護電壓為U0，自舉電容僅在下橋開關管Q2導通時進行充電，為了簡化分析，忽略軸承線圈電感，可得到充電時自舉電容電壓的增值Δv1為：

上式中，P為載波頻率，A為PWM占空比（0

自舉電容需要提供HVIC靜態消耗電流和Q1柵極驅動電流，設在一個PWM周期內，自舉電容平均消耗電流為IB，可得到自舉電容放電所降低的電壓Δv2為：

為了滿足可靠驅動，自舉電容充電電壓增值必須大于放電電壓降低值，即：

根據式（2）、式（3）和式（4），則可求得滿足要求占空比值A。

3 試驗及結果

設UD=15V，P=10kHz，UD3=UQ2=1V，R1=100Ω，RL=5Ω，U0=10V，C1=10μF，IB=0.002A，則可得到：

求得最小占空比A為7%，下面通過實驗驗證：

（1）當軸承線圈電流為0時，將PWM占空比設為0，自舉電容電壓逐漸降為0。

圖4 充電PWM占空比設為0

（2）當軸承線圈電流為0時，將PWM占空比設為5%，小于7%，自舉電容電壓降到9V，小于開關管驅動欠壓保護電壓U0，存在損壞開關管的風險。

圖5 充電PWM占空比設為5%

（3）當軸承線圈電流為0時，將PWM占空比設為15%，自舉電容電壓維持在13V，大于開關管驅動欠壓保護電壓U0，滿足開關管可靠驅動電壓。

圖6 充電PWM占空比設為15%

4 結論

本文對半橋式磁懸浮軸承開關功率放大器的工作原理進行了分析，并根據其工作特點，對自舉電容的充電方法進行了優化，可實現開關管的可靠驅動，大幅提升了磁懸浮軸承運行的穩定性和可靠性，具有重要實用價值。