豐田THS-II混合動力核心控制策略介紹(二)

◆/江蘇 田銳

(接上期)

逆變器是一種把直流電轉換成交流電或反之亦然的裝置，為了使直流逆變產生交流，需要將4個不同的開關(圖14)，從S1到S4,按如下方式組合，改變開關的開/關時間可以相應的改變頻率。

圖14 不同開關示意圖

驅動電動機需要產生正弦交流電壓，產生正弦波形交流而不是矩形波形交流則需要持續改變電壓以產生正弦波。如圖15所示，當檢測到所需輸出電壓(Vi)持續極短的一段時間時(Ts)。通過控制“Ton”(Ton，開關 ON 時間)時間，使“Vi x Ts”的面積和“Vd x Ton”(電源電壓 x 開關 ON 時間)的面積相同，則有效電壓即變為 Vi。通過此方式控制逆變器電路中IGBT的通斷時間，使產生的電壓持續改變，從而模擬產生出正弦交流電壓。這種控制方式的全稱是 Pulse Width Modulation(即：PWM脈沖寬度調制)，它是用脈沖寬度按正弦規律變化和正弦波等效的PWM波形控制逆變器電路中IGBT的通斷時間，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等，從而達到驅動電動機所需的交流輸出電壓。動力管理控制ECU(HV CPU)根據車輛的工作條件，通過改變調制波(圖16)的頻率和幅值則可調節逆變器電路輸出電壓的頻率和幅值，以有效控制MG1和MG2，由此，確保最大效率的控制不同工況下電動機的扭矩和轉速。簡而言之，它是通過改變輸出方波的占空比來改變等效的輸出電壓，為了讓電動機獲得更大的扭矩輸出，正弦波形的三相交流的振幅(電流)應該增加，為了使電動機的速度增加，正弦波形三相交流的頻率應該增加(圖17)。

圖15 驅動電動機產生正弦交流電壓

圖16 調制波示意圖

圖17 正弦波形三相交流頻率

調制波可分為3種：正弦波PWM、可變PWM和矩形波(1個脈沖)。正弦波PWM是最常用的電壓波形，電壓和電流成正弦波，轉矩變化小，可以獲得較為平滑的輸出，多用于電動機的低速范圍。與其他控制方式比較，其缺點是電動機的輸出電壓較低。矩形波理論上可以產生最大的基本波分量，調制率固定，電壓振幅不可變，多用于電動機的高速范圍。可變PWM的調制率處于兩者之間，能夠有效的提高電動機中速范圍內的功率(圖18)。

圖18 電動機中速范圍功率

三、MG1和MG2解析器的工作原理

為了使三相交流電動機轉動，需要正確檢測轉子的位置，三相交流（U相、V相、W相）需要連續流動，在MG1和MG2中分別安裝有一個速度傳感器（即解析器），它們是可靠性極高且結構緊湊的傳感器，可以高精度的檢測轉子磁極的位置。轉子（MG1 和 MG2）磁極的精確位置對于確保有效控制 MG1 和 MG2 非常重要。解析器的定子包括 3 種線圈：勵磁線圈、檢測線圈 S 和檢測線圈 C和一個橢圓形的轉子（與 MG 轉子作為一個單元一起旋轉）組成。定子與轉子間的距離隨轉子的旋轉而變化。檢測線圈S的+S和-S相互偏離90度。檢測線圈C的+C和-C也以同樣的方式相互偏離90度。線圈S和C相互分離45度。如圖19所示。

圖19 解析器定子示意圖

由于勵磁線圈具有恒定頻率的交流，向線圈S和C輸出恒定頻率的磁場，與轉子轉速無關。勵磁線圈的磁場由轉子送至線圈S和C。由于轉子為橢圓形，因此定子與轉子之間的間隙隨轉子的旋轉而變化。由于間隙的變化，檢測線圈S和C輸出波形的峰值隨轉子位置的變化而變化。MG ECU持續監視這些峰值，將其連接形成虛擬波形并根據線圈S的虛擬波形和線圈C的虛擬波形的相位差判定轉子的旋轉方向。此外，MG ECU根據規定時間內轉子位置的變化量計算轉速。如圖20所示，為轉子從特定位置順時針旋轉時，勵磁線圈、線圈S和線圈C的輸出波形。

圖20 轉子從特定位置順時針旋轉

如圖21所示，當電動機運行時，IGBT根據轉子的位置（永磁體）接通，產生于轉子位置相適應的三相交流，當三相交流電通過定子線圈的三相繞組時，在電動機中產生一個旋轉磁場，根據轉子的旋轉位置和轉速控制旋轉磁場，使轉子內的永磁體收到旋轉磁場的吸引，產生扭矩，使轉子轉動，IGBT的控制正時的基礎信號是由MG電機各自的解析器型位置傳感器提供。所產生的扭矩對于所有實際用途都與電流大小成比例，而轉速則由交流電的頻率來控制。

圖21 電動機運轉IGBT接通示意圖

如圖22所示，當電動機再生制動時，輪子轉動轉子（永磁體），轉子（永磁體）的旋轉產生一個移動的磁場，并且由于電磁感應在定子線圈U相、V相和W相產生三相交流電壓，電流以整流后的直流電形式從二極管流出，用來給HV蓄電池充電。逆變器的交流變直流轉換。如圖23所示，逆變器的IGBT晶體管每個都有并聯的二極管，單獨看每個二極管就是發電機的三相整流橋，兩個MG電機發出的電能被整流為直流電到可變電壓系統。

圖22 電動機再生制動產生移動磁場

圖23 逆變器IGBT晶體管

1.轉換器控制

根據MG1和MG2的工作情況，增壓轉換器將直流電壓201.6V的HV蓄電池公稱電壓最高升至直流電壓650V。轉換器也可將MG1和MG2產生的電壓從直流電壓650V（最高電壓）降至直流電壓201.6V以對HV蓄電池充電。

2.升高電壓的優勢

由于“電功率=電壓X電流”，因此可使用高壓提高功率輸出以驅動車輛。同時，為使功率相同，可使用較高的電壓和較小的電流。從而，減少電路以熱能的形式損失能量并使逆變器更為緊湊。假使電壓升高一倍，如果電流恒定，則功率升高一倍。如果功率相同，電流可降低一半，則由于電路發熱而導致的能量損失降低75%。同時，可使逆變器更為緊湊，即：[熱值]=[電流的平方]x[電阻]。

如圖23所示，轉換器由帶內置式IGBT的增壓IPM、電抗器和高壓電容器組成。使用2個IGBT，一個用于升壓，一個用于降壓。電抗器是抑制電流變化的零部件，電抗器將試圖穩定電流，通過利用這些特征可升壓和降壓。高壓電容器存儲升高的電壓，并為逆變器提供穩定的升高的電壓。

3.可變電壓系統升壓工作的原理

如果MG1請求大扭矩以起動發動機或由于駕駛員加速請求，MG2請求大扭矩，則將HV蓄電池電壓升至最高650V。升壓工作時，通過占空控制IGBT（用于升壓）的通斷時間，可調節升高的電壓。如圖24所示，當IGBT（用于升壓）導通，電抗器通過HV蓄電池構成回路，使HV蓄電池電壓（直流201.6V的公稱電壓）電流流向電抗器為其充電，由于電抗器的感抗會使電抗器的兩端電壓平衡需要一定的時間，從而達到抑制電流變化的效果，由此，使電抗器存儲了電能，雖然這個時間很短。根據楞次定律，當電抗器內的電流增大時會受到阻礙，感抗和HV蓄電池電壓是固定的，那么當IGBT（用于升壓）導通時間滿足了產生最高650V感應電動勢的要求時就會被截止。如圖25所示，在流過電抗器的電流被截止時，根據楞次定律，電抗器內的電流減小也會受到阻礙，在電抗器內電流消失的過程中，電抗器產生電動勢（電流持續從電抗器流出），該電動勢使電壓升至最高電壓直流650V，在電抗器產生電動勢的作用下，電抗器中流出的電流被與IGBT（用于降壓）并聯的二極管導通使增壓后的電壓流入逆變器和電容器。持續執行此操作，可將電壓存儲在高壓電容器內，從而可產生穩定電壓。當IGBT（用于升壓）再次接通，使HV蓄電池的電壓再次為電抗器充電。與此同時，通過釋放電容器中存儲的電能（最高電壓為直流650V），持續向逆變器提供穩定的升高的電壓。

圖24 IGBT導通圖

圖25 流過電抗器的電流示意圖

4.可變電壓系統降壓工作的原理

如圖26所示，從逆變器過來的最高電壓直流650V經過導通的IGBT（用于降壓），電抗器右端被施加最高電壓直流650V電壓。電抗器的自感作用使其左端的電壓不會與右端的電壓同步升到650V，當IGBT（用于降壓）的導通時間滿足了產生201.6V的感應電動勢的要求時就會被截止。如圖27所示，當IGBT（用于降壓）截止時，電抗器左端有201.6V的感應電動勢產生，HV蓄電池連同并聯的電容器一并被充電，通過與IGBT（用于升壓）并聯的二極管導通構成的回路，電抗器完成放電。當IGBT（用于降壓）再次導通時，電抗器開始充電的瞬間相當于該回路的截斷狀態，這時與HV蓄電池并聯的電容器會持續的對HV蓄電池提供充電。精確的控制IGBT（用于降壓）的通斷時間，可讓電抗器左端產生略高于201.6V的HV蓄電池充電電壓。與HV蓄電池并聯的電容器和逆變器側的電容器都是起到了儲存能量和濾波的作用。

圖26 最高電壓直流650V經過導通IGBT

圖27 IGBT截止示意圖

動力管理控制ECU(HV CPU)根據增壓轉換器的工作信號(PWM)控制增壓轉換器并檢測增壓前后的電壓，提供反饋以檢查是否達到目標增壓值。增壓轉換器發生故障時，動力管理控制ECU(HV CPU)監視增壓轉換器的控制狀態。當出現過電壓、過電流或電路故障等異常時，動力管理控制ECU(HV CPU)斷開異常電路中的增壓轉換器IGBT以切斷增壓轉換器控制。如下圖28所示。

圖28 過電壓、過電流或電路故障等異常

5.DC/DC 轉換器控制

車輛的電氣零部件（如前照燈和音響系統）和各 ECU 使用直流電壓14V 作為其電源。在常規車輛中，交流發電機用于為 14V 蓄電池充電并為電氣零部件供電。然而，在混合動力車輛中，發動機間歇操作期間發動機定期停止。因此，混合動力車輛不使用交流發電機。DC/DC 轉換器在晶體管橋接電路中將高壓 (201.6 V) 暫時轉換為交流并通過變壓器降至低壓。然后，將交流轉換為直流，并穩定地輸出至直流電壓14V系統供電。與常規車輛不同，發動機轉速與輸出電流和輸出電壓無關，如圖29所示。

圖29 帶轉換器的逆變器總成

(未完待續)