基于鎖相環改進SVPWM同步調制技術的研究

2021-09-14 02:18:54單寶鈺尹國龍高宏洋劉金晶

微特電機 2021年9期

單寶鈺，尹國龍，高宏洋，劉金晶

(中國中車大連電力牽引研發中心有限公司，大連 116022)

0 引言

永磁同步電機(以下簡稱PMSM)轉子結構由永磁體替代了異步電機的勵磁繞組的結構，降低了高速運行時轉子發熱的問題，并且PMSM具有體積小、效率高、低速轉矩大等優勢，漸漸地被應用在需要高速運行、負載變化大的領域。由于PMSM相比異步電機極數多，當大功率運行時，受功率開關器件溫升限制，需要降低開關頻率，因此高速區運行采用波形對稱的SVPWM同步調制控制策略。但是，傳統SVPWM同步調制策略隨著載波比減小，輸出諧波含量高，無法平滑切換到方波運行，逆變器開關損耗大，導致逆變器發熱嚴重。

文獻[1]介紹了多模式SVPWM同步調制原理和采樣方式，與傳統SVPWM異步調制進行了比較，驗證了方法的合理性和可行性，但該方法調制波為傳統SVPWM調制波形，全速度范圍運行時存在模式間切換，且最終只能切換到9分頻運行，實際PWM脈沖數為9，諧波含量高，逆變器開關損耗大。

文獻[2]采用了多模式調制方法，即SVPWM異步調制—SVPWM同步調制—特定諧波消除PWM—方波調制，實驗驗證了方法的可行性。雖然文中簡化了數學模型和切換方式，但還是存在多模式之間切換時的波形不連續問題，實驗采用電機功率較小，切換過流等問題并未體現，在實際工程應用中電機功率較大，外部供電因素干擾使切換過流問題更加明顯。

文獻[3]采用方法雖也為同步調制方式，但存在多模式轉換，無法實時調節，實際工程化應用時存在動態響應不高，容易引起切換過流的問題。

針對以上問題，本文提出了一種基于鎖相環改進SVPWM同步調制算法，通過在高速區引入簡化單模式連續過調制算法，實現高速區平滑切換至方波，減小輸出諧波含量，減小開關次數，降低開關損耗。由于簡化單模式連續過調制方式無需計算開關角及區分模式轉換，簡化了數學模型和計算過程，減少了程序計算量，提高了算法執行效率[4]。

1 基于鎖相環SVPWM同步調制

1.1 SVPWM同步調制基本原理

SVPWM同步調制算法是在異步調制基礎上，結合同步調制對稱的特點進行了優化，在變頻調速控制時始終保持載波和調制波同步變化，使得PWM脈沖輸出半波奇對稱、四分之一周期偶對稱和三相對稱[5]。

相比SVPWM異步調制算法間隔恒定的采樣方式，SVPWM同步調制算法則采用空間電壓矢量相位差恒定的采樣方式。通過使空間電壓矢量相位三相對稱、電壓波形正負半周對稱、電壓波形在最大值或最小值的軸線對稱，即每個扇區采樣的次數為奇數、采樣矢量關于每個扇區的角平分線對稱，原理如圖1所示[6-7]。

圖1 同步采樣原理示意圖

異步電機空間電壓矢量相位采用開環控制，但PMSM矢量控制時需要定轉子相位絕對保持一致，因此對空間電壓矢量相位進行閉環控制，通過等幅值的坐標變換轉換到指定的對稱角度，原理框圖如圖2所示。

圖2 同步采樣補償原理框圖

以第一扇區為例，根據伏秒平衡原則可知，空間電壓矢量數學模型如下：

(1)

式中：t0為零矢量作用時間；t1為空間電壓矢量作用時間1；t2空間電壓矢量作用時間2；Ts為開關周期；α為空間電壓矢量相位角[8-9]。

1.2 基于鎖相環同步調制策略

PMSM相比于異步電機極對數多，在同樣的轉速范圍內，PMSM的最高頻率比異步電機高，并且由于其定、轉子頻率需要嚴格保持一致，不能出現失步現象，因此其在高速下的脈沖調制方式與異步電機不盡相同。

無論異步電機還是PMSM，當載波比小于15時，為保證線電壓最大限度的對稱，一般都需要使用同步調制策略，使調制波和載波比保持一致。

本文使用鎖相環把電壓相位與載波相位鎖定，即當線電壓相位變化時，通過鎖相環函數PI調節器調節載波周期，使載波以同樣的趨勢改變相位，最終達到兩者相位角度實時保持一致。載波計數周期和PWM中斷頻率關系：

(2)

式中：fPWM為PWM中斷頻率；fsw為開關頻率。

鎖相環的具體實現方式為在每一個中斷函數中，計算合成空間電壓矢量Us與α軸的夾角θ，并把該角度作為反饋值，送入鎖相環調節模塊，用于載波周期值的調整。Us的起始角度可以任意取值，這里Us的起始角度為α軸位置。

鎖相環輸出量用于調節載波周期的大小，即：

(3)

基于鎖相環的同步調制流程圖如圖3所示。

圖3 軟件執行流程圖

以9分頻為例，根據同步調制采樣規則可得算法的調制波和載波波形如圖4所示。

圖4 SVPWM同步算法波形

以上基于鎖相環SVPWM同步調制算法在PMSM矢量控制策略中最后過渡到9分頻，需要進行調制切換到方波調制狀態，為了進一步降低開關頻率，減小逆變器損耗，提高母線電壓利用率，本文通過引入簡化單模式過調制算法，在此基礎上，使逆變器平滑過渡到方波工作狀態[10-11]。

1.3 簡化單模式過調制數學模型

傳統大功率永磁電機牽引控制采用SVPWM異步調制—SVPWM同步調制—方波調制，存在多模式切換，模式之間過渡不平滑，且無法直接過渡到方波運行，運算復雜。本文通過引入簡化單模式過調制算法，簡化了過調制區切換和扇區判斷，減小了算法運算量，提高了算法執行效率。

根據矢量控制算法電壓計算數學模型可得：

(4)

圖5 空間電壓矢量扇區關系

以第一扇區為例，由式(1)可得：

(5)

根據三相電壓相位關系可得空間電壓矢量作用時間[6-7]：

(6)

式中：t0為零矢量作用時間；t1為空間電壓矢量作用時間1；t2空間電壓矢量作用時間2；Ts為開關周期。

(7)

(8)

式中：um為中間簡化算法中間計算變量；t′1，t′2為過調制區空間電壓矢量作用時間；Ta，Tb，Tc分別為三相調制波比較值。

2 改進SVPWM同步調制算法仿真分析

2.1 仿真模型

通過前文數學模型推導，搭建基于鎖相環改進SVPWM同步調制仿真模型，進行算法驗證和諧波含量分析。

如圖6所示，仿真模型包含PMSM、矢量控制算法模型、SVPWM同步過調制算法模型、逆變器電路和檢測電路。

圖6 改進SVPWM同步調制PMSM控制系統

仿真參數如下：

Time0采樣時間為10 μs，Time1采樣時間為1 ms，網壓Uline= 800 V，仿真用電機參數與實驗用電機參數保持一致：Un= 530 V，Pn= 106 kW，fn= 68 Hz，Rs= 0.015 35 Ω，Ld= 0.000 749 1 H，Lq= 0.001 277 5 H，Fm= 0.274 Wb，8極。