基于共面波導缺陷地慢波傳輸線的Wilkinson 功分器

黃 文,李 靚,李 露,任 儀

(重慶郵電大學 光電工程學院,重慶 400065)

Wilkinson 功分器是微波系統中的重要組成部分[1-2],它具有良好的端口匹配性能和輸出端口之間較好的隔離度,但是由于其兩臂為四分之一波長傳輸線,功分器尺寸與波長相關,當頻率較低時,功分器的尺寸較大。隨著通信系統的發展,微波電路的集成度越來越高,微波器件的小型化成了器件設計的發展趨勢,所以研究如何減小傳統Wilkinson 功分器的尺寸具有重要的意義[3-5]。

目前,通過加載耦合線的方法可以實現Wilkinson 功分器的小型化效果,文獻[6]通過在兩臂傳輸線上加載非對稱耦合線、低阻抗線、三階耦合線實現了具有諧波抑制效果的小型化微帶功分器,不過其小型化效果稍差。在功分器兩臂的微帶傳輸線上加載集總形式的并聯電容和串聯電感[7]或使用多段LC 集總元件代替傳輸線[8]可以實現小型化Wilkinson 功分器,且其小型化效果顯著,但是當頻率過高時,集總元件寄生參數的影響會使電路性能惡化。文獻[9-11]通過在傳輸線上加載折線、缺陷地、高低阻抗線等結構,分別實現基于半模基片集成波導、共面波導和微帶線的慢波結構,達到了Wilkinson 功分器的小型化效果。使用慢波結構傳輸線設計的功分器小型化效果明顯,設計和制造成本低廉,不過其小型化程度相對于文獻[7]和[8]來說稍差。與基片集成波導結構相比,共面波導結構無需打孔,結構設計更加簡單。與微帶線相比,共面波導結構色散更低,緊鄰的共面波導中心導帶之間由于有接地面相間隔,有較好的屏蔽,更利于在高集成度的電路中應用,所以近年來共面波導結構在微波器件中的應用受到了廣泛的關注。

本文基于共面波導結構慢波傳輸線設計了一款Wilkinson 功分器,其設計的中心工作頻率為1.8 GHz,使用IE3D 全波仿真軟件對其進行仿真和優化,最后將此功分器仿真結果與測試結果對比,驗證設計方法的可行性。

1 傳輸線分析和設計

1.1 共面波導傳輸線電路分析

單元長度為p的共面波導結構傳輸線等效電路如圖1 所示。

圖1 共面波導傳輸線單元的等效電路Fig.1 Equivalent circuit of coplanar waveguide transmission line unit

其中,R代表導體的有限電導率產生的損耗,G代表導體之間填充材料的介電損耗,L為傳輸線上總的等效串聯電感,C為傳輸線上總的并聯電容。在不考慮損耗的情況下,R和G都等于0,單位長度的傳輸線的等效阻抗Zp、等效相位傳播常數β和等效相速vp可以表示為:

式中:ω為中心角頻率。

從式(1)～(3)可以看出,等比例的增加電感和電容,傳輸線特性阻抗不變,但是其相速會隨之降低,從而傳輸線在該頻率的波長變短。所以通過在共面波導傳輸線上加載高低阻抗線[12-14]、枝節線[15]、缺陷地[10,16]等結構,增加單位長度上的等效電感和電容,可以構造共面波導結構慢波傳輸線。因為傳輸線的尺寸和波長成正比,所以共面波導結構慢波傳輸線的尺寸比傳統共面波導傳輸線尺寸更小。

1.2 共面波導結構慢波傳輸線設計

通過理論分析可知,要實現慢波效果,需增加共面波導傳輸線的等效串聯電感和并聯電容。因此,將中心導帶的線寬變窄,實現高阻抗線來增加共面波導傳輸線的等效串聯電感,而在中心導帶上加載啞鈴型支節來增加中心導帶與接地面間的耦合,從而增加共面波導傳輸線對地的等效并聯電容。在高阻抗線處同時加載矩形支節,也會增加中心導帶與接地面間的耦合,從而增加共面波導傳輸線的等效并聯電容。

慢波傳輸線結構圖如圖2 所示。由圖2 可見,該慢波傳輸線由兩個慢波傳輸單元構成,來實現功分器中具有90°相移和70.7 Ω 特征阻抗的傳輸線,且所設計的中心頻率為1.8 GHz。在慢波傳輸線連接輸入和輸出端90°拐角處進行切角處理,以減小傳輸線的不連續性,從而減小傳輸過程中的反射。該傳輸線采用F4B 介質基板,相對介電常數為2.65,損耗角正切為0.002,介質基板厚度為1 mm。利用IE3D全波仿真軟件對此慢波傳輸線進行仿真,其S參數和相移如圖3(a)所示。該傳輸線在0～4 GHz 的頻帶范圍內|S11| 小于-15 dB,|S21| 大于-0.1 dB,中心頻點1.8 GHz 處傳輸線的相移為90.0°,且通帶范圍內相位線性度良好。如圖3(b)所示,在1.8 GHz 處等效特性阻抗實部為70.8 Ω,虛部為1.1 Ω。由此可見,圖2 所示的共面波導慢波傳輸線具有良好的性能,可以很好地替代Wilkinson 功分器中的四分之一波長傳輸線。

圖2 慢波傳輸線結構Fig.2 Structure of the slow-wave transmission line

圖3 慢波傳輸線仿真結果Fig.3 Simulation of the slow-wave transmission lines

2 Wilkinson 功分器設計

采用F4B 介質基板,其相對介電常數為2.65,損耗角正切為0.002,厚度為1 mm,將所提出的共面波導慢波傳輸線代替傳統Wilkinson 功分器中的四分之一傳輸線,實現Wilkinson 功分器,其功分器結構圖如圖4(a)所示。為了使共面波導各個接地面的電勢相等,采用杜邦線作為跳線將各個接地面進行連接。隔離電阻采用型號為0805 的100 Ω 貼片電阻。因為在兩個慢波傳輸線末端需要連接隔離電阻,接地面上需要預留出隔離電阻的位置,使位于兩個慢波傳輸線末端中間區域的共面波導接地面的面積減小,導致連接有隔離電阻的那段傳輸線阻抗變大,超過70.7 Ω,從而影響功分器的隔離度的工作頻帶范圍,所以需要增大連接隔離電阻的那段共面波導傳輸線的中心導帶寬度,使其特性阻抗達到70.7 Ω。

圖4 Wilkinson 功分器結構圖Fig.4 Structure of Wilkinson power dividers

為使功分器具有較寬的帶寬和較低的插入損耗,使用全波仿真軟件IE3D 對其結構的尺寸進行優化仿真。表1 給出了最終優化尺寸,參數標注如圖4(a)所示。功分器的尺寸為28.6 mm×21.2 mm,即0.21λg×0.16λg,其中λg是中心頻率為1.8 GHz 時介質基板上的導波長度。圖4(b)為采用同樣的介質基板且工作頻率同為1.8 GHz 的共面波導傳輸線實現的Wilkinson 功分器結構圖,作為對比。由圖4 可見,本文提出的功分器僅為后者尺寸的48%。

表1 所提出的Wilkinson 功分器尺寸Tab.1 Dimensions of the proposed Wilkinson power divider mm

圖5 給出了本文所提出的功分器與傳統功分器仿真結果對比。由圖5 可知,本文提出的功分器在中心頻點1.8 GHz 處,|S11| 為-24.18 dB,|S21| 和|S31|分別為-3.20 dB 和-3.21 dB。在1.32～2.30 GHz 的頻帶范圍內|S11| 小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.39 dB,|S32| 小于-15 dB,相對帶寬為54%。作為對比,傳統功分器結構如圖4(b)所示,為避免因隔離電阻的加載引起的接地面減少導致特性阻抗增大,同樣增大其連接隔離電阻的那兩段共面波導傳輸線的中心導帶寬度,使其特性阻抗達到70.7 Ω。由圖5 仿真結果可以得到,傳統的功分器在中心頻點1.8 GHz處,|S11| 為-39.9 dB,|S21| 和|S31| 分別為-3.31 dB和-3.29 dB。在1.28～2.26 GHz 的頻帶范圍內|S11|小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.53 dB,|S32| 小于-15 dB,相對帶寬為54%。可以看出,本文提出的功分器相較于傳統的功分器具有相同的帶寬和更低的插入損耗。

圖5 提出的功分器與傳統功分器仿真結果Fig.5 Simulated results of the proposed power divider and conventional power divider

Wilkinson 功分器實物照片和測試結果分別如圖6和圖7 所示,其中測試采用的儀器為德科技8510C 矢量網絡分析儀。如圖7(a)和(b)所示,該功分器的測試中心頻率為1.93 GHz,中心頻點處|S11| 為-23.8 dB,|S21| 為-3.56 dB,|S31| 為-3.53 dB,在1.58～2.20 GHz 的頻率范圍內,其|S11| 小于-15 dB,|S21| 和|S31| 均大于-3.6 dB,|S32| 小于-15 dB,相對帶寬為32%。如圖7(c)所示,1.93 GHz 處兩輸出端口之間的幅度差和相位差分別為0.03 dB 和1.27°,在1.58～2.20 GHz 頻率范圍內,兩輸出端口之間的幅度差和相位差分別小于0.11 dB 和1.35°。

圖6 功分器實物照片Fig.6 Photo of the proposed power divider

圖7 功分器仿真和測試結果Fig.7 Simulated and measured results of the power divider

該Wilkinson 功分器的測試結果整體趨勢與仿真結果吻合良好,但還是存在一定程度的偏差,這是因為仿真時使用了5 根跳線連接接地面,跳線會增加中心導帶對接地面的耦合電容,而焊接時無法保證跳線的位置和高度與仿真時完全一致,導致中心頻點略有偏差,另外電路板加工的精度和測試設備也會造成一定的誤差。

表2 為本文設計的小型化功分器與近幾年發表的文獻中設計的小型化功分器的性能參數對比。表2 中的相對帶寬為|S11| <-15 dB 的頻帶寬度與中心頻率之比,λg是中心頻率處介質基板上的導波長度。可以看出本文所提出的功分器相較于文獻[5]和[6]所提出的功分器具有更大的帶寬,相較于文獻[2]和[6],本文所提出的功分器具有更小的尺寸。在中心頻點處,本文所提出的功分器各項指標良好。

表2 本文功分器與其他文獻功分器的性能對比Tab.2 The performance comparisons between the proposed power divider and other works

3 結論

本文通過慢波傳輸線的理論分析,采用高阻抗線和啞鈴型缺陷地以及加載的啞鈴型支節和矩形支節,設計了一款基于共面波導的慢波傳輸線,并將其代替Wilkinson 功分器中的四分之一波長傳輸線,實現了小型化Wilkinson 功分器,所提出的功分器尺寸僅為傳統Wilkinson 功分器的48%。測試表明此功分器具有較好的帶寬且通帶內性能良好,可以應用于無線通信系統中。