一種基于4H-SiC JBS 二極管的Boost 型PFC 電路

姜玉德 ,甘新慧 ,趙琳娜 ,顧曉峰

(1.江南大學 電子工程系 物聯(lián)網(wǎng)技術(shù)應用教育部工程研究中心,江蘇 無錫 214122;2.華潤微電子有限公司,江蘇無錫 214061)

功率因數(shù)校正(PFC)電路主要用于抑制電網(wǎng)的諧波分量,減少無功功率的產(chǎn)生,在開關(guān)電源中占據(jù)重要地位[1-2]。目前,開關(guān)電源的發(fā)展主要有兩個方向:(1)提高電路開關(guān)頻率;(2)降低系統(tǒng)損耗。傳統(tǒng)的硅(Si)基二極管因為反向恢復電流大,漏電流較高,在應用中會帶來較高的開關(guān)損耗,并且限制了電源系統(tǒng)向高頻化的方向發(fā)展[3]。

碳化硅(SiC)材料可以突破Si 基器件在導通電阻、反向恢復電荷、擊穿電壓等關(guān)鍵參數(shù)方面的限制,有助于實現(xiàn)小型化、高頻化和高效率的電力電子系統(tǒng),因此SiC 器件的應用技術(shù)成為了電力電子領(lǐng)域的一個研究熱點[4-6]。Chen 等[7]采用SiC MOSFET 和SiC 二極管設計了不間斷電源系統(tǒng),并針對器件散熱和寄生電感進行優(yōu)化,在2000 W 的輸出功率下功率密度為58 W/in3,系統(tǒng)效率為98.3%。Al-Bayati 等[8]比較了幾種不同開關(guān)管和二極管組合下的非隔離DC-DC 電路的性能,驗證了選用SiC 肖特基二極管(SBD)和SiC 開關(guān)管組合有利于提高電路開關(guān)頻率和效率。Abbasi 等[9]提出了一種用于升壓轉(zhuǎn)換的無橋式AC-DC變換器,該變換器采用新型PFC 拓撲結(jié)構(gòu),并使用SiC MOSFET 和SiC 二極管來提高轉(zhuǎn)換效率。

4H-SiC 結(jié)勢壘肖特基(JBS)二極管可以直接取代Si 二極管在PFC 電路中的應用,具有零反向恢復的特點,并且可有效減小對周圍電路的電磁干擾,在電力電子領(lǐng)域極具潛力。目前針對SiC 器件的應用開發(fā)已取得較多成果,但大部分工作都以“開關(guān)管+二極管”的組合形式來提高電路性能,并未系統(tǒng)分析SiC JBS二極管在應用中相比于Si 二極管的優(yōu)勢。基于此,本文設計并制備了4H-SiC JBS 二極管,測試比較了4HSiC JBS 二極管和Si 快恢復二極管(FRD)的關(guān)鍵電學參數(shù),并分別基于兩者搭建了1000 W Boost 型PFC 樣機,證明了4H-SiC JBS 二極管可以明顯提高PFC 電路效率,降低電路的散熱要求。

1 4H-SiC JBS 器件制備

圖1(a)給出了本文設計制備的1200 V/10 A 4HSiC JBS 二極管的結(jié)構(gòu)示意圖。JBS 二極管結(jié)合了SBD和PIN 二極管的優(yōu)勢,通過改變元胞區(qū)中P+區(qū)的寬度和間距,可以改變器件的電學特性。在正向?qū)〞r,肖特基接觸的開啟電壓小于SiC PN 結(jié)開啟電壓,二極管的正向電學行為由熱發(fā)射機制主導;當器件承受反向電壓時,器件內(nèi)部PN 結(jié)的耗盡區(qū)擴展相互連接,從而屏蔽肖特基接觸界面的高電場,反向行為表現(xiàn)為PN 結(jié)特性。因此,通過改變肖特基區(qū)與P+區(qū)的比值可以優(yōu)化器件的電學參數(shù)[10-11]。與傳統(tǒng)的SBD 相比,JBS 二極管的反向漏電流更小,在應用中更具優(yōu)勢。JBS 二極管的終端區(qū)域采用由多個P+環(huán)形成的場限環(huán)(FLR)結(jié)構(gòu),后一級環(huán)可以有效擴展上一級環(huán)的耗盡區(qū),減弱器件主結(jié)邊緣的電場聚集效應。

制備JBS 器件時,首先將外延片進行RCA 標準清洗,然后通過光刻完成對位標記刻蝕,通過多次離子注入實現(xiàn)P+區(qū)的摻雜分布,再依次進行高溫退火、氧化、刻蝕、鈍化等工藝完成器件加工。制備的4H-SiC JBS 二極管器件實物如圖1(b)所示。

圖1 4H-SiC JBS 二極管結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of the fabricated 4H-SiC JBS diodes

2 電學參數(shù)測試與分析

2.1 靜態(tài)參數(shù)測試

首先測試4H-SiC JBS 二極管和Si FRD 的靜態(tài)參數(shù)。在導通電流為10 A 時,兩種器件的正向壓降(VF)與溫度的關(guān)系如圖2 所示。可以看出,當器件結(jié)溫上升時,4H-SiC JBS 二極管的VF具有正溫度系數(shù),而Si FRD 的VF與溫度負相關(guān)。4H-SiC JBS 二極管的正溫度特性適合在大功率電路中用作并聯(lián)二極管。當兩個并聯(lián)二極管的電流分布不均時,承擔電流較多的二極管結(jié)溫上升,器件導通電阻、正向壓降也隨之上升,使得流過二極管的電流減小,從而抑制電流分布不均的情況。反之,Si FRD 的負溫度特性會加劇電流分布不均的現(xiàn)象,影響電路工作的穩(wěn)定性。

圖2 4H-SiC JBS 二極管與Si FRD 的正向壓降與溫度的關(guān)系Fig.2 Relationship between the forward voltage and temperature of 4H-SiC JBS diode and Si-based FRD

圖3 給出了不同溫度下Si FRD 和4H-SiC JBS 二極管的反向伏安(I-V)特性。從圖3(a)可以看出,Si FRD 的反向電流受溫度影響較大,當反向偏壓為400 V 時,測試溫度為25～125 ℃,反向漏電流從3.46×10-6A 上升至1.94×10-3A,增長近3 個數(shù)量級;當溫度高于75 ℃時,Si FRD 電流上升速度顯著提高。從圖3(b)可以看出,4H-SiC JBS 二極管受溫度影響較小,當反向偏壓在400 V 以下時,其反向電流一直保持在μA 級。可見,當兩種二極管工作在反向截止的狀態(tài)下時,與Si FRD 相比,4H-SiC JBS 二極管產(chǎn)生的截止損耗可忽略不計。

圖3 4H-SiC JBS 二極管與Si FRD 的反向變溫I-V 特性Fig.3 Temperature-variable reverse I-V characteristics of 4H-SiC JBS diode and Si-based FRD

2.2 反向恢復特性測試

4H-SiC JBS 二極管導通時多數(shù)載流子參與導電,不存在電荷存儲效應,因此關(guān)斷時沒有明顯的反向恢復電流,但由于器件內(nèi)部結(jié)電容的放電導致存在少部分位移電流[12]。而Si FRD 正向?qū)〞r,少數(shù)載流子注入漂移區(qū),漂移區(qū)中空穴和電子數(shù)目逐漸增多,載流子之間通過復合作用參與導電過程,因此當施加反向電壓時,儲存在漂移區(qū)的電荷需要一定時間才能完全消失,FRD 的這一特性即反向恢復特性。

圖4(a)為4H-SiC JBS 二極管與Si FRD 在不同溫度下的反向恢復電流特性。可以看出,當測試溫度從25 ℃升至125 ℃時,4H-SiC JBS 二極管的反向電流幾乎重合,反向恢復時間(Trr)僅為20 ns,體現(xiàn)出良好的反向恢復特性。對于Si FRD,當測試溫度從25 ℃升至125 ℃時,Trr從60.25 ns 升至209 ns,反向峰值電流(Irrm)也由7.95 A 升至12.7 A,說明Si FRD 的反向恢復特性隨溫度升高而變差。圖4(b)比較了兩種器件在不同溫度下對應的反向恢復電荷(Qrr)。可以發(fā)現(xiàn),在150 ℃下,4H-SiC JBS 二極管的Qrr約為Si FRD的1.5%。

圖4 4H-SiC JBS 二極管與Si FRD 反向恢復特性比較Fig.4 Comparisons of reverse recovery characteristics between 4H-SiC JBS diode and Si FRD

當PFC 電路工作在連續(xù)導通模式下,二極管關(guān)斷產(chǎn)生的反向恢復電流流經(jīng)開關(guān)管Q1,會增加開關(guān)管Q1 的開關(guān)損耗。隨著器件結(jié)溫的升高,由二極管反向恢復特性導致的損耗成為影響系統(tǒng)損耗的重要因素。此外,Si FRD 的反向恢復特性也限制了PFC 開關(guān)頻率的進一步提高[13]。

2.3 正向浪涌測試

電路系統(tǒng)在工作過程中,需要考慮到不穩(wěn)定因素帶來的電流過載情況,此時二極管需要承受超過自身額定電流(IDM)幾倍甚至幾十倍的瞬態(tài)電流。這要求功率二極管除了具備低通態(tài)阻抗和高反向阻斷能力外,還需要具備一定的正向浪涌能力,即保證器件在經(jīng)過高電流脈沖后仍能正常工作。Si FRD 的浪涌電流能力一般為20 倍的IDM,相比而言,大部分SiC 二極管的浪涌能力僅為4～6 倍的IDM。

針對上述問題,本文測試了4H-SiC JBS 二極管的正向浪涌能力。測試中施加脈寬為10 ms 的正弦半波高脈沖電流,若脈沖后器件參數(shù)正常,繼續(xù)加大電流峰值,直至器件失效。圖5 給出了4H-SiC JBS 二極管正向浪涌測試過程中的瞬態(tài)I-V特性。可以看出,在浪涌電流為120 A 時器件失效,4H-SiC JBS 二極管的浪涌電流超過11 倍的IDM,表明其在電路應用中具有足夠的浪涌耐受能力。

從圖5 中還可以看出,當浪涌電流小于60 A 時,器件正向?qū)щ娭饕尚ぬ鼗鲗?表現(xiàn)為單極型導電機制;隨著電流繼續(xù)增加,正向電壓超過JBS 二極管中寄生PIN 二極管的開啟電壓,器件的正向?qū)ㄌ匦杂呻p極型導電機制主導,主要表現(xiàn)為導通電阻隨電流增加呈下降趨勢[14-15]。

圖5 4H-SiC JBS 二極管的正向浪涌瞬態(tài)I-V 特性Fig.5 Transient I-V characteristics of 4H-SiC JBS diode under forward surge current

3 PFC 電路結(jié)構(gòu)與損耗分析

3.1 PFC 電路拓撲結(jié)構(gòu)

電網(wǎng)提供的交流電通常需要經(jīng)過整流之后才能使用,而整流電路在工作中會產(chǎn)生大量的諧波和無功功率。PFC 電路的作用是強制輸入電流波形跟隨電壓變化,抑制諧波干擾,使功率因數(shù)接近于1。

圖6(a)所示為Boost PFC 電路的拓撲結(jié)構(gòu)。當開關(guān)管Q1 處于導通狀態(tài)時,升壓二極管D1 處于截止狀態(tài),承受反向輸出電壓VOUT;當Q1 關(guān)斷時,處于充電狀態(tài)的電感L 釋放電流,D1 正向?qū)ā．擠1 由導通切換到截止狀態(tài),關(guān)斷瞬間會產(chǎn)生明顯的反向恢復電流,尤其是在開關(guān)頻率較高的情況下,會影響整個電路的效率。因此,在選擇升壓二極管時,要盡量選擇反向恢復時間短、反向電流小的器件。圖6(b)為搭建的1000 W PFC 樣機,用于測試比較4H-SiC JBS 二極管和Si FRD 作為升壓二極管時的性能表現(xiàn)。

圖6 PFC 電路結(jié)構(gòu)與實物圖Fig.6 PFC circuit structure and physical photos

3.2 損耗分析方法

圖7 為PFC 電路一個完整的開關(guān)周期中,輸出二極管D1 的電流ID、電壓VD的變化示意圖。在一個完整的開關(guān)周期中,二極管每一階段產(chǎn)生的損耗可按照下述方法計算[16-17]:

圖7 輸出二極管的電壓、電流工作波形示意圖Fig.7 Schematic voltage and current waveforms of output diode

t0～t1:二極管開通階段,此時電路中開關(guān)管Q1關(guān)斷,電流由二極管D1 導通續(xù)流,D1 由截止狀態(tài)轉(zhuǎn)為開通狀態(tài),該階段的損耗PD_ON可表示為:

t1～t2:正向?qū)A段,二極管正常工作,產(chǎn)生的損耗主要由通態(tài)電阻產(chǎn)生,該階段的損耗PD_CON可表示為:

式中:TON為D1 導通時間;VF為D1 導通時對應的正向壓降;IAV為該開關(guān)周期內(nèi)的平均電流。

t2～t3:關(guān)斷階段,該階段二極管由導通切換到關(guān)斷狀態(tài),關(guān)斷損耗PD_QRR主要由二極管的反向恢復特性引起。由式(3)可以看出,反向恢復電荷(Qrr)的大小直接影響器件的關(guān)斷損耗:

t3～t4:截止階段,此時D1 主要起反向阻斷作用,在一定的反向偏壓下存在漏電流。在阻斷狀態(tài)下產(chǎn)生的截止損耗PD_OFF可表示為:

4 PFC 電路實驗分析

在搭建的1000 W PFC 樣機上分別使用4H-SiC JBS 二極管和Si FRD 作為升壓二極管D1,電路控制芯片采用TI 公司的UCC28180,交流輸入電壓Vin=220 V,頻率f=50 Hz,輸出電壓Vout=387 V。固定電路開關(guān)頻率為50 kHz。系統(tǒng)輸出功率從400 W 升至1000 W,每次增加100 W,電路穩(wěn)定運行后采集二極管的電壓、電流波形。圖8 所示為輸出功率1000 W時,4H-SiC JBS 二極管在PFC 電路中的單開關(guān)周期的波形(藍色代表電流,綠色代表電壓)。

圖8 4H-SiC JBS 二極管在PFC 電路中單開關(guān)周期的波形Fig.8 Single-switch cycle waveform of 4H-SiC JBS diode in PFC circuit

圖9(a)和(b)分別為4H-SiC JBS 二極管與Si FRD在輸出功率為1000 W 時的關(guān)斷波形。可以看出,Si FRD 的Irrm約為16 A,由于電流波形存在拖尾現(xiàn)象,其Trr超過200 ns;而4H-SiC JBS 的Irrm為6 A,且Trr約為20 ns,可見Si FRD 反向恢復產(chǎn)生的損耗高于4H-SiC JBS。

圖9 1000 W 輸出功率下二極管的關(guān)斷波形Fig.9 Turn-off waveform of diodes at an output power of 1000 W

圖10 給出了基于上述兩種器件的PFC 電路在不同輸出功率下的能量轉(zhuǎn)換效率η。在輸出功率為400～500 W 時,兩者的轉(zhuǎn)換效率非常接近;隨著功率逐漸加大到1000 W,使用Si FRD 的PFC 電路的能量轉(zhuǎn)換效率下降到97%,而使用4H-SiC JBS 二極管的PFC電路能量轉(zhuǎn)換效率為98.13%,始終維持在98%以上。因此,當PFC 電路滿載輸出時,相比于Si FRD,4HSiC JBS 二極管可以提高約1.13%的能量轉(zhuǎn)換效率。

圖10 能量轉(zhuǎn)換效率和輸出功率的關(guān)系Fig.10 Relationship between energy conversion efficiency and output power

圖11 給出了器件工作溫度與輸出功率之間的關(guān)系。可以看出,隨著輸出負載從400 W 增至1000 W,Si FRD 的器件溫度從36.2 ℃迅速上升至96.6 ℃,而4H-SiC JBS 二極管僅從27.8 ℃上升至47.8 ℃,兩者之間的結(jié)溫差隨輸出功率的增加逐漸加大。可見,在相同的電路應用中,4H-SiC JBS 二極管的散熱要求遠低于Si FRD,有利于顯著減小電路系統(tǒng)的散熱體積。

圖11 器件溫度和輸出功率的關(guān)系Fig.11 Relationship between device temperature and output power

5 結(jié)論

本文制備了1200 V/10 A 4H-SiC JBS 二極管,測試比較了4H-SiC JBS 與Si FRD 的電學特性,分析了電學參數(shù)對PFC 電路開關(guān)速度和損耗的影響。在此基礎上,采用4H-SiC JBS 二極管和Si FRD 分別搭建了1000 W Boost 型PFC 電路,開關(guān)頻率50 kHz,測試了輸出功率400～1000 W 范圍內(nèi)兩種電路的整機效率和器件工作溫度。結(jié)果表明,基于4H-SiC JBS 二極管的PFC 電路在提升能量轉(zhuǎn)換效率和減少散熱體積方面有明顯優(yōu)勢。