低空輕載損耗的高可靠性開關電源設計

于 廣，羅禮全，吳 桐，劉 馨

（大連東軟信息學院智能與電子工程學院，遼寧大連 116023）

直流電源是各種電子儀器設備中重要的組成部分，其性能優劣是儀器設備能否正常工作的前提[1]。目前，常用的直流電源分線性電源和開關電源，因開關電源的開關管工作在高頻開關狀態，其開關管導通時有電流沒電壓，關閉時有電壓沒有電流，所以可大大降低開關管導通損耗，同時又因其工作在高頻狀態，可有效降低儲能元件的體積，故高頻化是直流電源高效、輕小型化的一個重要技術發展趨勢，但高頻化將增大開關損耗，從而增大空載損耗，降低輕載效率[2]。同時，因電子儀器設備在待機或休眠模式時，自身的能耗很小，一般只有0.5 W 左右，故以前沒有引起使用者足夠的重視，但在電子產品全面普及化的今天，該工作模式幾乎占據各種電子儀器設備壽命時間的一半，故所產生的能耗總和也相當驚人，通常占到總損耗的25%左右[3]。隨著全球監管機構對節能問題的持續關注，各種節能標準和條約也相繼被制定出來，降低待機功耗和提高效率已成為眾多倡議的一項關鍵要素，具有重要意義[4-5]。

1 設計方案

1.1 樣機規格

1）輸入交流電壓：90～264 V；

2）輸出直流電壓：(+19.5±5%)V；

3）輸出功率：45 W；

4)輸出電流：0～2.3 A；

5)樣機尺寸：9 cm×5 cm×2 cm；

6）待機損耗滿足能源之星標準，即：空載時輸入功率小于0.5 W，當輸出0.5 W 時，輸入功率小于1 W。

1.2 設計方案

反激拓撲因其良好輸出特性和簡單的拓撲結構、成本低廉，現已成為中小功率開關電源的理想拓撲[6-8]。文中的高效率緊湊型開關電源由主電路和控制電路兩大部分組成，主電路采用反激（Flyback）拓撲實現DC/DC 變換。考慮高效率和高功率密度的規格需求，反激主電路工作在電流連續模式(Continuous Conduction Mode，CCM），主控制器選用100 kHz 開關頻率的仙童半導體的集成綠色PWM 控制芯片SG6742[9-10]。設計電源的實現方案如圖1 所示，電源輸入端接入熔斷器進行電路故障保護，通過EMI 濾波電路來消除對所接輸入電源的傳導干擾，利用整流橋實現AC/DC 變換。DC/DC 變換采用反激拓撲實現功率轉換電壓輸出和輸入輸出隔離，通過輸出電容進行濾波，為負載提供穩定的直流輸出[11]。反饋電路通過光耦返回到輸入端，通過鎖存（Latch）電路作用驅動芯片封鎖開關管驅動脈沖，實現電路的過壓保護（Over Voltage Protection，OVP）、過流保護（Over Current Protection，OCP）、過熱過溫保護（Over Temperature Protection，OTP）的鎖存保護。

圖1 設計方案框圖

2 控制電路設計

文中開關電源核心控制器采用高集成PWM 控制芯片（Fairchild 公司的SG6742HR），芯片控制功率MOSFET 完成功率變換，并依據輸出采樣的反饋信號來調整占空比，從而實時調節電源輸出電壓，為負載高效分配能量，可有效增強反激轉換器的性能，滿足相關節能標準和對電路進行監控保護，因此該控制器受到致力于節約環保、追求于滿足最新綠色功耗標準的工程師們所青睞。

2.1 反饋電路和PWM控制環路設計

反饋電路采用精密可控穩壓源AS431 和光耦SFH690CT 配合控制芯片SG6742 構成反饋回路，實現了輸入/輸出的完全隔離和反饋，調整參數構成穩定的控制環路（Loop）來保持在負載變化下輸出電壓的穩定輸出[12-13]，如圖2 所示。輸出電壓經過電阻分壓和AS431的參考電壓進行比較，輸出給光偶，反饋給PWM 控制芯片反饋電壓管腳。

圖2 反饋控制環路電路圖

R104和R105與R106構成了一個分壓電路，用于輸出電壓調節。R107和C104與C105構成一個PI 調節器進行環路補償調節[14]。可控精密穩壓源AS431的參考端輸入電流最大值為4 μA，為使輸入電壓控制可以忽略此電流帶來的影響，可取分壓電阻電流為參考端輸入電流的100 倍，從而計算出輸出分壓電阻1的最大值為：

故可設反饋分壓電阻R1=5.75 kΩ，從而可選R105=R106=11.5 kΩ。依據輸出電壓標準值，可以計算分壓電阻R2為：

故可取R2=39.2 kΩ，根據反饋電路計算出電源調節穩定的輸出電壓為：

2.2 斜坡補償

反激電路工作在連續電流模式時，當占空比超過50%時，將發生次諧波震蕩，導致電路不穩定。因此當占空比大于50%時，需采用斜坡補償的方法來防止次諧波震蕩的發生。在PWM 控制芯片已經內嵌斜坡補償的基礎上，通過分壓電阻將VCC電壓變化引入到采用電阻的采樣電壓上，從而進行斜坡補償，如圖3所示。

圖3 斜坡補償電路

同時，芯片專有的內置同步斜率補償可確保寬交流輸入電壓范圍從90 V 到264 V 內的恒定輸出功率限制，可實現穩定的峰值電流模式控制。

3 電路的降低待機功耗設計

3.1 輔助電源供電電路設計

當輸入AC 電源被施加到文中電源時，被橋式整流橋整流后的高壓直流通過啟動電阻連接到控制芯片啟動管腳。當電壓達到啟動電壓閾值時，PWM 控制芯片被啟動，開始正常驅動，反激變換器工作，如圖4 所示。

圖4 輔助繞組供電控制芯片電路

當變壓器原邊輔助繞組穩定輸出后，輔助繞組電源供電PWM 控制芯片，高壓啟動電路被關斷，由輔助電源低壓供電，該方案有效降低了控制芯片的工作損耗。

3.2 開關管驅動電路設計

驅動開關管時加入驅動電阻可減慢MOS 管導通的速度，以免出現過驅動情況，同時可有效地解決電磁兼容中的輻射問題。關斷開關管時，要通過加速截止來降低開關損耗，這就需要在開關管關斷時，驅動電路有一個低阻抗通路來快速泄放開關管柵源極間的電容電量，使開關管能夠快速關斷來降低MOS 管的關斷損耗[15]，如圖5 所示。

圖5 MOSFET門極驅動電路

驅動開關管時，驅動信號為高電平，二極管導通、三極管截止，驅動開關管工作；關閉開關管時，驅動信號為低電平，二極管截止、三極管導通，使柵源極間電容電壓快速泄放，開關管快速關斷，從而降低開關管關斷損耗。

3.3 降頻及間歇（Burst Mode）工作模式

有效地降低開關損耗需PWM 控制芯片在空載和輕載時能夠進行降頻處理。控制芯片SG6742 采用反饋電壓(VFB)作為輸出負載的量度，并調制PWM的頻率，開關頻率隨著負載的降低而降低。當下降至2.3 V 時，開關頻率就會固定為22 kHz，以免引起可聽見噪聲。如果VFB下降至低于2.0 V，則驅動恢復，進入Burst Mode 工作模式，可有效降低待機模式下的開關損耗。

4 全面保護的高可靠性電路設計

PWM 控制芯片SG6742HL/HR 提供多種保護功能，通過逐周期限流，實現過功率（OPP)、過電流（OCP)和開路（OLP)保護，觸發保護后PWM 輸出禁用，直到VDD 降至10.5 V，PWM 控制器才可再次啟動，全面的保護電路[16]如圖6 所示。

圖6 保護電路

4.1 過壓保護（OVP）

因反激變壓器的原邊輔助繞組與提供反激電源輸出電壓的副邊繞組相同，都耦合于變壓器的原邊繞組，故可以通過變壓器原邊輔助繞組電壓VDD來度量副邊繞組電壓，即反激電源的輸出電壓，所以可以通過VDD過壓鎖定來實現過壓保護。為了實現精準過壓保護點，文中電源設計由穩壓管ZD3 和晶體三極管Q3 做成的開關控制電路，通過PWM 控制芯片RT 管腳來實現過壓保護。當輸出過電壓時，VDD電壓同步升高，將觸發三極管飽和導通，通過控制芯片RT 管腳觸發保護，鎖定驅動，保護精準且速度快[17]。

4.2 過載（OPP）/過流（OCP）和開環保護(OLP)

PWM 控制芯片SG6742的Sense 管腳，通過檢測采樣電阻（R10//R11/R12）的電壓信號，對開關管電流進行逐開關周期的調節控制，若檢測電壓超過1 V，則會觸發過載（OPP）保護，從而有效限制輸出功率。

4.3 過溫保護（OTP）

熱敏電阻連接至PWM 控制芯片RT 引腳進行過溫保護，RT 管腳流出100 μA 電流，通過熱敏電阻(NTC31)與電阻R15串聯連于RT 引腳和GND 引腳，便可實現過溫保護。

5 實驗結果

5.1 高低壓輸入時輸出電壓紋波

文中電源在高低壓輸入時，測試輸出電壓紋波如表1 所示，紋波電壓峰峰值小于200 mV。

表1 高低壓輸入時輸出電壓紋波

5.2 空載和輕載輸入功率

經測試，空載和輕載輸入功率如表2 所示，空載時輸入功率小于0.5 W，電源輸出帶載0.5 W 時，輸入功率小于1 W；電源輸出帶載1 W 時，輸入功率小于1.5 W，滿足能源之星節能（Energy Saving）要求。

5.3 高低壓輸入時平均效率

實驗樣機經測試，平均效率大于86%，1/4 載效率大于87%，如表3 所示。

表3 高低壓輸入時效率

6 結論

文中提出降低空載和輕載損耗電路的設計方案，設計一款低損耗開關電源。樣機實驗結果表明，高低壓輸入時平均效率達87%，空載滿足輸入功率小于0.5 W，電源輸出帶載0.5 W 時，滿足輸入功率小于1 W，具有體積小、效率高、功率密度大、空輕載損耗低的優點，滿足能源之星節能（Energy Saving）標準。