基于ADS的500MHz射頻發射系統設計與仿真

孫艷麗，劉曉娣，張晨亮，甄喆

（海軍航空大學，山東煙臺264001）

借助模塊化結構的方式，針對文中研究的特高頻無線發射系統進行設計，其中包含多個模塊，如360 MHz 的數字信號源、140 MHz 的中頻放大器、中頻濾波器、四象限乘法幅度調制、500 MHz 的上變頻、可控增益放大器、帶通濾波以及功率放大器、發射天線等模塊[1-3]。

采用2 kHz 的調制信號對140 MHz 的本地載波進行幅度調制，形成140 MHz±2 kHz 的已調波。通過140 MHz 中放對已調波進行濾波和放大。濾波器的作用是濾除AM 調制產生的高頻組合波干擾(但對三階互調無抑制能力)[4-6]。二次變頻是頻率為140 MHz±2 kHz 的信號對第二本地載波進行調幅并取上邊帶，二次變頻后的信號為500 MHz±2 kHz。VGA 是可變增益放大器，可以對已調波信號進行放大，輸出信號為-32～2.1 dB，增益可變近30 dB。功放是對已調波進行放大，其增益約30 dB。以上模塊幅度調制采用AD835，可控增益放大器采用GALI-74、EVA1500，其均采用集成芯片，不需要單獨設計阻抗匹配。

借助相應的濾波軟件可以實現對中頻濾波放大器的研究設計。而由分立器件構成的功率放大器及上變頻濾波電路均需考慮阻抗匹配，所以該文主要對這兩個模塊進行了設計與仿真。

1 上變頻電路仿真設計

上變頻器的仿真設計主要利用ADS 對雙平衡二極管的輸入匹配電路和輸出濾波電路進行仿真，射頻信號輸入為0.1 GHz，本振信號仍然為0.4 GHz，最終將信號上變頻至0.5 GHz。其指標為：變頻損耗不超過-25 dB；噪聲系數不超過15 dB。輸出信號和本振信號的頻率相差不大，所以需要通過設計帶通濾波器至輸出端以濾除本振及鏡像，而且這個帶通濾波器的通帶相對較窄，因此要犧牲帶內衰減來實現，所以該上變頻器的變頻損耗不會太高，在實際應用中可以考慮采用定制濾波器的方式實現較小的變頻損耗[7-8]。

1.1 上變頻器的射頻輸入電路仿真

混頻器是一個三端口電路，兩個輸入信號的功率和相位都有明確要求，而且兩個輸入信號通路之間必須要有較大的隔離度，因此輸入電路是整個電路設計的關鍵，一般情況下采用3 dB 支節耦合器，將兩路輸入信號相位偏移90°，同時加到兩個二極管的兩端[9-10]。ADS 仿真軟件中有專門的支節耦合器模塊，在原理圖中選擇正交混合網絡并設置參數，如圖1所示。

圖1 上變頻電橋電路

由于該處兩個輸入信號頻率相差較遠，一個是100 MHz，另一個是400 MHz，相差了3 個倍頻層，因此可先根據其中一個輸入信號生成一個電路模型，后續需要根據實際電路運行的效果對各個電壁長度進行優化。

1.2 上變頻器濾波電路仿真設計

因為100 MHz 的射頻和400 MHz 的本振會產生300 MHz 的差頻、500 MHz 的和頻以及它們之間的互調，有些在500 MHz以上，因此必須設計一個500 MHz的帶通濾波器，通帶不能過寬，而且在400 MHz 和600 MHz 附近必須要有足夠的衰減。在ADS 軟件中，可以利用設計向導直接生成，在原理圖中選擇一個帶通濾波器的模型[11]。第一步進行帶通濾波器設置：設置450～550 MHz 范圍的通帶頻率，400 MHz、600 MHz 的截止頻率以及0.5 dB 的帶內平坦度，截止頻率衰減20 dB 等。通過對子電路圖的研究分析，能夠構建出詳細的電路圖。通過仿真結果能夠基本判斷出其性能滿足設計標準，但是電感和電容的值較小，如果換成實際型號產品，最終結果會有一定的變化。

將濾波電路中的電感和電容由仿真中的理想值換成實際型號產品，對其進行S參數仿真，得出的結果如圖2所示。

圖2 S參數仿真圖

根據圖2所示，能夠發現，濾波器帶內衰減為-9.7 dB，而且400 MHz 和600 MHz 處的衰減分別為-31 dB 和-36.6 dB，帶內衰減數據比較大，但滿足要求。

1.3 加入混頻二極管構建的仿真電路

混頻二極管是一種專用的二極管，其非線性模型的準確性對整個仿真設計至關重要[12]，一般二極管廠家都會提供相應的仿真模型，文中使用的是Broadcom 公司的HMPS-282x 系列混頻二極管。在輸入輸出電路都設計完成之后，將混頻二極管添加到電路內。按照設計的原理圖，添加匹配電感和電容。

1.4 諧波仿真優化

文中設計了頻率為400 MHz 的輸入電路，然而實際是400 MHz 以及100 MHz 的頻率，而且兩者相差較遠，因此必須在整個電路模型中對其進行優化，在優化的過程中可以加上匹配電路的變量（C1和L2），可以更準確地得出想要的結果。

整個仿真電路搭建完成后要進行諧波仿真優化[13]。在原理圖中添加諧波仿真模型。在諧波仿真模型中設置兩個輸入信號的頻率，分別為0.4 GHz 和0.1 GHz。設置好優化目標后，就需要設置電路中的變量值，由于輸出電路為帶通濾波器，前面已經確認了具體產品型號，因此無需將其設置成變量。輸入電路中的微帶線長度和寬度、匹配電路中電感和電容值，可以作為變量，利用ADS 的自動優化功能對其進行優化[14]。

如圖3所示，輸出含有500 MHz的分量為兩輸入信號的混頻，且本振信號0.4 GHz 和射頻信號0.1 GHz均被濾波至-40 dBm 以下。因為輸入信號為10 dBm，輸出信號為-12.3 dBm，因此該變頻電路的變頻損耗為22 dB，滿足設計指標要求。由于本振信號的功率在仿真時設置為10 dB，可以在電路圖中調整本振信號的功率再仿真，可以將輸出信號的功率調整到合適的大小。

圖3 優化后仿真圖

變頻器的噪聲系數跟本振信號的功率有關系，因此可以通過設置本振功率掃描的方式查看噪聲系數的變化情況，設置本振功率的掃描范圍為-10～10 dBm，掃描間隔為1 dBm。當本振功率為6 dBm 時，變頻器具有最小的噪聲系數13.6，但當本振功率為-10 dBm 時，噪聲系數有一個明顯的惡化，等于30.6。仿真結果說明在保持較小變頻損耗的情況下，合理調整本振信號的大小可以使電路的噪聲系數趨于最小化。

2 功率放大器仿真設計

在發射系統中，基本的電路是由幾個放大器級聯構成的，故放大器是發射系統的核心，所以設計一款好的放大器是十分重要的[15]。完整的功率放大器設計通常有以下幾個步驟：1）安裝DesignKit 模型；2）直流DC 掃描；3）穩定性K分析；4）負載牽引；5）源牽引；6）Smith 原圖匹配；7）偏置電路設計及整體電路設計；8）原理圖優化。由于步驟4）、5）、6）涉及到的射頻微波知識較多，仿真過程復雜，可直接采用常用的LC 匹配電路模型代替，模型中電容電感值運用優化功能進行自動生成，可簡化設計步驟為：1）安裝DesignKit 模型；2）直流DC 掃描；3）穩定性K分析；4）偏置電路設計及整體電路設計；5）原理圖初步優化；6）加入實際電容產品模型，再次優化電感值；7）加入實際電感產品模型，手動微調電感值。其指標為增益G大于20 dB；最大輸出功率為2 W。

2.1 直流掃描

將從飛思卡爾官網下載的“RF_POWER_ADS 2014.DK.zip”及“AFT27S006N_MDL_ADS”解壓至工程中，插入掃描模板并設置掃描參數。仿真并顯示數據，該設計選擇的工作點為Vds=28 V，Vgs=1.8 V。

2.2 穩定性分析

從功率器件列表中調出功放芯片，并從“Lumped-Component”元器件列表中調出DC-Feed和DC-Block，從“Source-Freq Domain”元器件列表中調出直流電壓控件V-DC，從“Simulation-S-Param”元器件列表中調出測量穩定因子的控件Stabfact。用導線將各元器件連接好即可。設置300 MHz 的起始頻率、700 MHz 終止頻率、10 MHz 步進的掃描參數，可得到小于1 的穩定系數值。提高穩定系數通常有兩種方式，一種是將一個小電阻通過串聯方式添加至隔直電容之后；另一種是在靠近功率管的引腳處并聯一個RC 網絡到接地。該設計選擇第一種方式，可獲得在頻帶內穩定系數大于1，穩定性較好的系統。

2.3 偏置及完整電路設計

高頻放大器偏置電路的主要目的是為了將直流電平加到放大器的兩端，同時又不能妨礙主路上高頻信號傳輸，為了做到這一點，通常采用微帶短路短截線實現，即該短截線的輸入電抗設計為高頻信號的四分之一波長，但該設計中為了簡便起見，用一個高Q值的電感代替，同樣能起到通直流隔交流的目的，如圖4完整原理圖中的L5，L6。

圖4 功率放大器原理圖

采用常見的LC 輸入輸出阻抗匹配網絡拓撲結構圖[16]，其中的電容、電感可事先大概設定一個值，之后會通過優化功能進行自動調整。在原電路添加輸入輸出匹配電路，并用電感替換偏置電路。輸入匹配采用了三級LC 電路網絡，是為了下一步優化仿真時能夠有更多的變量可進行調整，提升優化的精確度。

2.4 整機仿真及初步優化

根據實際調試經驗看來，計算出來的匹配電路也經常會產生較大誤差，另外偏置電路的引入也會使得放大器的匹配部分失調，因此，整個電路搭建好后，最關鍵的部分就是對整個電路進行優化仿真。通過ADS 中的自動優化功能對部分參數變量進行優化，通過設計預期目標，系統會自動更改變量值，直到滿足設計目標[17]。

由于工作點等已經仿真過，無需再次優化，只需要對輸入輸出匹配的微帶線進行優化。在優化的過程中，如果優化目標遲遲不能接近，可以考慮加大變量的邊界，或者更改變量的個數，最終的仿真優化結果如圖5所示，包括S21 和S11 等。根據該結果可知，當系統處于工作頻率范圍內，回波參數和增益均滿足需求。

圖5 仿真優化結果圖

2.5 電容模型添加以及電感值優化

由于匹配電路中選取的電容和電感都是理想器件，實際元器件還會存在部分寄生參數，因此使仿真結果與實際電路盡量接近，需要將實際電感和電容模型加入到電路中，再次進行優化[18]。由于實際元器件模型不具備優化的功能，因此需要分步將所有的電容電感替換成實際模型，此處先將電容替換成實際元器件模型。ADS 軟件自帶了一些廠家的電容和電感模型，但不全，因此需要先去廠家官網下載相應的模型庫，該實驗所選取的是日本春田公司的電容電感，下載其器件庫至本地文件夾。春田公司生產的GRM18 系列薄膜型電容精度高，適合用于匹配電路中。替換了實際電容值以后，經過仿真，原理圖中的理想電感值已經發生了變化，按照最新的電感值，選擇最接近的實際元器件模型代替，電感模型同樣選擇的是春田公司生產的繞線電感LQW18AN系列。

用實際電感替換理想電感后，電路的特性同樣會發生變化，但此時的變化不大，通過手動更改部分電感的值，或者將電容的值稍作變化，能夠比較方便的找到目前系統的最佳狀態，需要說明的是，此時的電路性能包括增益和回波損耗肯定不如初步仿真的結果，由于那些是假定的情況，實際的電感和電容元件值不會剛好是與仿真值相同的產品，性能略差是正常現象，但此時的仿真結果是最接近實際情況的，只要按照仿真的結果采購器件，最終的實際電路不會有太大偏差。

3 結 論

文中借助ADS 強大的設計功能，采用常見阻抗匹配電路模型通過簡單的操作技巧完成對電路的仿真設計，替代傳統的由經驗豐富的射頻工程師多次調試、多次改版、反復試驗的方法，具有較強的實際工程操作性。