Split源光伏并網逆變器控制策略研究

郭 龍，田立欣，劉廣忱

(內蒙古工業大學，內蒙古呼和浩特 010080)

在光伏發電系統中，并網逆變器是光伏發電系統能量轉換與控制的核心，也是影響整個系統使用壽命的主要因素，因此，并網逆變器受到國內外研究者的關注。電壓源型逆變器是新能源發電系統中最常用的DC-AC 電力變換器。通常情況下，由于并網側的電壓最大值高于直流電源的輸出電壓最大值，而要實現并網就必須額外增加一個升壓級。然而，采用此雙級結構會使系統成本增加，效率降低，可靠性變差。因此，具有結構簡單、成本低、效率高等優點的單級式并網逆變器系統受到高度重視。

文獻[1]提出了傳統的Z 源逆變器，但是它具有一些局限性，例如升壓范圍較窄和出現浪涌電流等。提出了幾種Z 源逆變器拓撲來解決這些局限性，其中包括準Z 源逆變器和開關電感器Z 源逆變器。此外，半Z 源逆變器是另一種Z 源逆變器拓撲，是作為單相光伏系統的低成本解決方案。大部分單級DC-AC 電源變換器拓撲在文獻[2]中進行了論述。而其不同的調制策略在文獻[3]中進行概述。除了具有不連續的輸入電流并利用四個無源元件之外，所謂的Z 源逆變器還需要傳統的八種狀態之外的其他開關狀態。因此，文獻[4]提出了另一種稱為Split 源逆變器(SSI)的拓撲結構，如圖1 所示。與Z 源逆變器系列結構相比，此結構具有更少的無源元件數量、連續的輸入電流、采用電壓源逆變器相同的八種狀態的標準調制策略和較低的電壓應力等優點。

圖1 Split源逆變器主電路結構

目前，對于SSI 的控制策略研究很少。SSI 使用與電壓源逆變器相同的八個狀態進行調制，這與Z 源逆變器利用一種稱為直通狀態的附加狀態來實現升壓能力不同。這種附加狀態提供了額外的自由度來獨立于交流側而控制其直流側，其中采用了兩級常規控制方法。該技術對于許多應用而言都很方便。因此，本文對SSI 的工作原理進行了分析，并建立了平均狀態模型；在此基礎上，使用了一種改進的調制方案，并與同步旋轉坐標系控制技術相結合，以實現并網模式下SSI 的解耦控制；在Matlab/Simulink 中搭建模型進行了仿真，用以驗證所提出方案的有效性。

1 Split 源逆變器工作原理

如圖1 所示，Split 源逆變器與電壓源逆變器相比，多了三個二極管，這些二極管與一個電感和輸入直流源串聯連接。直流母線電容連接到逆變橋的六個常規開關。在Split 源逆變器中，有八種開關狀態，分別對應兩個零狀態和六個非零狀態。圖2 顯示了每種狀態的等效電路。其工作狀態中，100、010 狀態與001 狀態相同；110、101 狀態與011 狀態相同。以上六種狀態及000 狀態都是電源通過二極管對電感進行充電；而只有111 狀態是電感通過二極管對電容進行放電。即在八種狀態中，有七種是為電感充電，只有一種111 狀態為電容充電。

圖2 Split源逆變器的工作狀態

根據電感器充放電，將每個開關周期TS分為兩種基本工作狀態區間，即充電狀態時間TON和放電狀態時間TOFF，開關周期TS=TON+TOFF。根據上述分析，Split 源逆變器的直流側等效為一個DC-DC 升壓變換器，其等效占空比為：

式中：T7為111 狀態切換時間。

如圖2(a)所示，第一個區間TON表示L的充電周期，根據基爾霍夫電壓定律和電流定律，可得：

式中：rL為輸入電感內阻。

狀態空間方程為：

式(4)的矩陣形式為：

如圖2(d)所示，第二個區間TOFF表示L的放電周期，根據基爾霍夫電壓定律和電流定律，可得：

上述狀態方程式(9)為非線性方程，需用擾動法求解小信號線性動態模型，并假定了恒定的負載電流和輸入電壓。代入靜態工作點方程，可以得到：

2 可調的改進空間矢量調制策略

改進的空間矢量(SVPWM)調制策略具有一個調制參數M，不能獨立控制直流側和交流側。為了解決上述問題，引入可調的改進SVPWM 調制策略，它的直流側主要由調制信號的共模項控制。因此，可調的改進SVPWM 調制策略具有兩個控制參數，其中一個是控制電網側的調制參數Mac，而另一個是控制直流側的調制參數Mdc。

使用可調的改進SVPWM 調制策略，電感L的充電占空比D等于Mdc。而平均直流母線電壓Vinv與直流輸入電壓Vdc的關系以及輸出基頻峰值相電壓Vφ與平均直流母線電壓Vinv的關系為：

3 Split源光伏并網逆變器的解耦控制策略

可調的改進SVPWM 調制策略與常規的同步旋轉坐標系控制技術相結合，以實現Split 源并網逆變器的解耦閉環控制。該控制策略包括最大功率點跟蹤控制(MPPT)功率環控制部分和網側控制部分。在MPPT 控制中，采用MPPT 功率外環以及輸入電流內環控制結構。通過輸入電流內環電流幅值的變化來調節逆變電路輸出功率，從而實現光伏電池最大功率點的控制。網側控制部分由直流電壓外環和有功、無功輸出電流內環組成。

如圖3 所示，可調的改進SVPWM 調制的實現過程是將同步旋轉坐標系控制器生成的正弦參考信號轉換成空間矢量等效調制信號，通過計算獲得正向飽和。然后，將獲得的飽和空間矢量調制信號轉換為可調的改進SVPWM 調制等效調制信號，其中這種負包絡線由輸入電流控制器控制。

圖3 Split源逆變器并網系統整體結構

3.1 輸出電流內環控制

如圖3 所示，三相系統在同步旋轉d、q坐標系下并網逆變器的數學模型為：

式中：ed、eq為電網電動勢矢量Edq的d、q分量；vd、vq為逆變器交流電電壓矢量Vdq的d、q分量；id、iq為逆變器交流側電流idq的d、q分量；Rg為網側電感的內部電阻。

為了實現d、q軸無耦合獨立控制，降低設計難度，可采用前饋解耦控制策略，當采用PI 調節器時，vd、vq的控制方程為：

式中：Kip為電流內環比例增益；Kil為積分增益為id、iq電流指令值；ωg為電網角頻率。

被控對象的傳遞函數為：

綜合上述分析可知，電流內環(id、iq)實現解耦控制。由于兩個電流環的對稱性，故以id電流控制為例討論，id輸出電流環結構如圖4 所示，TS為電流內環采樣周期，KPWM為橋路PWM 等效增益。

圖4 輸出電流環結構

3.2 直流電壓外環控制

直流側電容的作用主要是穩定電壓和緩沖變換器兩側的能量交換，并可抑制直流側諧波電壓的產生。

設同步旋轉坐標系中d軸與電網電動勢同步，所以有ed=|E|，eq=0。若不考慮逆變器的損耗，則可以得到：

該時變系統使用擾動線性化后，得到相應的傳遞函數為：

可見，當電網電壓不變時，并網逆變器的直流側電壓vdc與輸出電流的id分量成正比。因此，直流側電壓vdc的控制可通過id的控制來實現，從而可得直流電壓外環的控制結構，如圖5 所示，其中，Gc(s)為輸出電流內環的閉環傳遞函數，Kup為電壓外環比例增益，Kui為電壓外環積分增益。

圖5 電壓外環控制結構

3.3 輸入電流內環控制

輸入電流環控制的目的是通過電流內環的電流直接調節并網逆變器的功率輸出。假設文獻[5]中的直流母線電壓恒定，將小信號輸入電流簡化為輸入電流控制結構圖如圖6 所示，其中，Kip為輸入電流環比例增益，Kii為輸入電流環積分增益。

圖6 輸入電流控制結構

3.4 MPPT 功率外環控制

通常MPPT 控制采用較經典的恒電壓控制法、電導增量法、擾動觀察法、模糊邏輯控制法等。本文使用的是電流型電導增量尋優MPPT 控制算法[6]，而這種MPPT 控制方法的輸出量是以電流方式輸出的，因此該控制環節是以電流環進行跟蹤控制的，其控制結構如圖7 所示。采用電流尋優控制算法的優點是可以直接去除三環中的直流母線電壓，通過電流內環的電流來直接控制并網逆變器的輸出功率，因而使本系統具有更快的動態響應。

圖7 MPPT雙環控制結構

這種控制方案是根據電導增量法的原理，以光伏電池的特性曲線為依據提出的，通過比較光伏電池電阻和電阻變化量來實現MPPT 的控制。由此得：

4 仿真驗證

為驗證理論的合理性和正確性，使用上述方法設計了20 kW Split 源逆變器光伏發電系統，并利用Matlab/Simulink仿真軟件搭建了本設計的整體模型，系統參數如表1 所示。

表1 系統參數

首先直流側母線電壓Vinv的選擇要考慮負載的要求和網側電流的畸變可控性。假設本逆變器由250 V 恒定直流電源供電，根據式(11)～(12)且考慮最大運行峰值相電壓Vφ1max，即Mac=Mdc，可粗略地計算出Vinv的下限為：

忽略網側電阻Rg上的壓降，再結合工程中的升壓電感L上的壓降不高于網側電壓的30%，將V*inv設定為1 100 V。依實際需求考慮電感電流紋波和直流側電容電壓波動的允許值，取電感值為4.5 mH，取電容值為2 mF。控制器PI 參數的選擇比較復雜，先通過理論設計計算出PI 參數的初始值，再根據仿真波形的情況相應調整PI 參數，最終找到一套較好的PI 參數，整理得：Kip=15，Kii=100，Kup=3，Kui=120，KiLp=0.005，KiLi=0.4。

圖8 為系統穩態工作時電網電壓和電網電流的仿真波形。系統在穩定運行時，并網電壓和并網電流是同頻反相的正弦波。Split 源逆變器發出的無功功率由無源器件吸收，有功功率均輸送到電網。

圖8 系統穩態仿真波形

實驗研究了日照強度變化時，系統并網控制策略的實現情況。圖9 依次為光伏陣列輸出電壓vdc、光伏陣列輸出電流iL、直流鏈路電壓vinv、升壓占空比d、網側電壓va和網側電流ia的仿真圖。在25 ℃下，日照強度在0.4 s 由1 000 W/m2突變為700 W/m2時，光伏陣列輸出電壓經短時間調整后基本保持原值，升壓占空比和直流鏈路電壓也經短時間調整后維持原值。而光伏陣列輸出電流變化較大，并網電流也隨之變化較大。同時，網側電流和網側電壓始終保持同頻反向，使系統始終保持單位功率因數運行。所以，該控制方案能夠快速響應日照強度變化，使系統迅速進入穩定狀態。

圖9 日照強度變化時，系統并網控制策略的實現情況

實驗研究了溫度變化時，系統并網控制策略的實現情況。圖10 依次為vdc、iL、vinv、d、va和ia的仿真圖。在1 000 W/m2的日照強度下，環境溫度在0.4 s 由25 ℃突變為50 ℃時，光伏陣列輸出電壓變化較大，電流基本不變。而升壓占空比迅速變化用以維持直流鏈路電壓的恒定。同時，網側電流、電壓始終保持同頻反向，使系統維持在單位功率因數運行。所以，該控制方案能夠快速跟隨環境溫度變化，使系統迅速進入穩定狀態。

圖10 環境溫度變化時，系統并網控制策略的實現情況

5 結論

Split 源逆變器具有獨特的結構，使之具有與傳統兩級并網逆變器相似的功能，同時具有結構簡單、成本低、效率高等優點，非常適合作為傳統逆變器和阻抗網絡型逆變器的替代選擇。本文分析了Split 源逆變器在光伏發電系統中的優勢，介紹了Split 源逆變器的工作原理和調制策略，并結合同步旋轉坐標系控制技術，實現了有功、無功電流解耦控制。仿真結果表明，在光伏發電系統中應用的Split 源逆變器輸出電流與電網電壓保持同步，實現了單位功率因數并網，證明該控制方案具有很好的動、靜態特性，能夠應對各類環境變化和天氣條件。