一種針對IFF Mode5信號的解調算法

陳 韻，劉 建，彭茄恩，宋大偉

（中國航天科工集團8511研究所，江蘇 南京210007）

0 引言

敵我識別（IFF）系統發端于二次雷達系統，結合一次雷達使用，可以完成對雷達綜合瞄準體所發現目標的敵我屬性識別[1]。借助于計算機與加密技術信息化手段，敵我識別系統可以實現現代戰場條件下的各平臺、單位，乃至各軍兵種之間的協同作戰，提升戰場指揮控制能力，是信息化戰爭中的力量倍增器。

敵我識別系統發展到今天，歷經第一代的Mark X系統和Mark XII系統，最新一代的Mark XIIA于20世紀末開始研發，在Mark XII系統的基礎上，增加了IFF Mode5。IFF Mode5已成為Mark XIIA系統的核心組成部分[2]。目前北約國家的大型重要作戰平臺均裝備了基于IFF Mode5的敵我識別系統，因此實現針對IFF Mode5信號偵收與解調，對敵方作戰單元全方位識別，獲取作戰平臺的作戰信息，可以最大程度地控制信息化戰爭條件下的戰場制信息權，具有重要的戰略戰術價值。

然而，由于IFF Mode5繼承了敵我識別的詢問/應答機制，在此基礎上采用了MSK調制技術、擴頻技術、信道糾錯技術、信息加密技術等，極大地提升了IFF Mode5系統的抗干擾與欺騙、抗偵收能力[3]。IFF Mode5信號具有連續窄脈沖的基帶波形形式，波形調制時間短且數據率高，很難采用傳統的解調算法對其進行定時同步與載波同步，因而對偵收到的IFF Mode5信號進行相干解調是非常困難的，一般都采用非相干解調技術。本文提出一種近似相干解調方法,采用小波變換實現窄脈沖定時同步，同時對接收信號進行載波相位估計與補償，近似實現IFF Mode5信號的相干解調，解調信噪比相較于經典相干解調方法理論值差1 dB。

1 IFF Mode5信號格式

IFF Mode5信號不僅具有詢問/應答功能，還應用當前最新科技成果，增加態勢感知、選址詢問、數據傳輸和空對地識別模式等功能。IFF Mode5信號具有4個層級的工作模式，分別為Level1—Level4，每個層級的內容如下[4]：

1）Level1為改進的詢問/應答識別模式，與Mark XII系統相比，詢問/應答信息中增加了平臺識別編號和致命因子，致命因子為帶有命令攻擊意圖的殺傷性詢問信息；

2）Level2為態勢感知識別模式，位置報告中包含緯度、經度、高度、國家代碼和任務代碼等信息；

3）Level3為地址選擇詢問模式，主要功能是對已方戰斗群中的特別目標進行點名詢問；

4）Level4是數據傳輸模式，實現戰斗群編隊平臺之間數據的安全傳輸和與其他數據鏈的數據交換。

由于目前國內外公開研究資料未有提及Level3和Level4定義的具體形式，因此本文所提算法主要針對Level1和Level2層級信號進行解調。

1.1 詢問信號

IFF Mode5詢問信號如圖1所示，由4個同步脈沖（P1、P2、P3、P4）、2個旁瓣抑制脈沖（I1、I2）和11個數據脈沖（D1—D11）組成，脈沖寬度為1μs，調制方式為MSK，調制碼速率為16 Mbit/s。同時4個同步脈沖之間間隔為S1、S2、S3，由加密機提供的8 bit數據產生，用于抗截獲與復制。

圖1 IFF Mode5詢問信號

1.2 應答信號

IFF Mode5應答信號包含Level1應答格式與Level2應答格式，其中Level1應答信號格式如圖2（a）所示，由2個同步脈沖（P1、P2）和1個數據長脈沖組成，長脈沖由9個字符組成（D1—D9）；Level2應答信號格式如圖2（b）所示，由4個同步脈沖（P1、P2、P3、P4）和1個數據長脈沖組成，長脈沖由33個字符組成（D1—D33）。Level1和Level2的同步脈沖時間長度均為1μs，而數據脈沖均由數據符號組成，其數據長度分別為9μs和33μs。Level1和Level2所有脈沖均采用MSK調制體制，調制碼速率為16 Mbit/s。應答信號的同步脈沖之間存在隨機抖動間隔，間隔時間長度由加密機控制。

圖2 IFF Mode 5應答信號

2 IFF Mode5信號解調算法

IFF Mode5信號采用的是MSK調制體制，有效減少帶外干擾；同時采用軟擴頻技術，提升抗干擾與抗截獲性能。而且IFF Mode5信號采用脈沖形式，給非合作類型的解調工作帶來較大的困難。傳統的MSK相干解調方法，需要對MSK調制信號進行載波跟蹤和定時同步，而窄脈沖形式的IFF Mode5信號無法為跟蹤環路提供足夠的收斂時間，從而導致解調失敗。因此針對IFF Mode5信號基本采用非相干解調，如1-bit差分解調[5]、2-bit差分解調[6]或者相位差分解調[7]，但此類非相干解調方法均無法實現MSK的最優解調。本文采用小波變換實現窄脈沖MSK信號的邊沿檢測，從而實現較高精度的定時同步；同時進行MSK信號載波的估計，對殘留載波進行相位估計并補償，近似實現MSK的相干解調。

2.1 基于小波變換的定時同步

小波變換作為一種重要的信號分析手段，應用于信號處理中，其中Haar小波具有最小的支集，可以有效地檢測出信號的邊緣，因此Haar小波被應用于邊沿檢測[8]。對于一個給定函數z(t)，則其小波變換可以寫為：

式中，Ψ(t)是母小波函數，α為伸縮尺度，τ為平移因子。本算法采用的Haar母小波函數定義為:

MSK調制信號的表達式可以寫為：

式中,wc為載波頻率，φk為當前碼元相位，n(t)為噪聲；θ(t)為調制相位，其表達式為：

因此，當對接收到的MSK脈沖信號進行小波變換，其表達式可以寫為：

對小波變換后幅度取平方可得：

當Haar小波跨越接收MSK信號的波形邊沿時，其小波變換為：

對小波變換后幅度取平方可得：

通過（6）式與（8）式可以看出，對脈沖式MSK調制信號進行小波變換時，當Haar小波位于脈沖信號的持續時間之內，其小波變換幅度為一常量；而當Haar小波位于脈沖信號邊沿時，其小波變換幅度發生變化，在脈沖邊沿處產生了跳變。通過檢測這個跳變，可以準確地計算出IFF Mode5信號中MSK脈沖的起始時刻，從而實現對MSK脈沖信號的定時同步。本文以IFF Mode5 Level1應答信號為例，對其進行Haar小波變換仿真，結果如圖3所示。其中圖3（a）為IFF Mode5 Level1應答信號時域波形；圖3（b）、（c）分別為在信噪比為10 d B與3 dB條件下的Haar小波變換結果，可見在脈沖邊沿處能夠產生尖銳的峰值信號，通過測量峰值位置，可以精確測量出脈沖的起始時刻與脈沖長度。

圖3 IFF Mode5 Level1應答信號及其Haar小波變換

2.2 基于MSK譜特征的載波同步

通過觀察式（3）可以發現，調制信息ak包含在調制相位中，要想獲得調制信息，必須先對MSK信號進行下變頻，獲得其基帶信號。雖然敵我識別信號所使用的是固定頻點，但是考慮到截獲信號接收機與目標平臺之間時鐘存在差異，以及接收機和目標之間存在復雜的相對運動，均會造成截獲到的敵我識別信號產生頻率偏移。

假設對MSK信號進行頻率為ω′c接收下變頻，則式（3）可以進一步表達為：

式中Δωc=ωc-ω′c，當載波無法準確去除，就會疊加在相位調制中，無法正確地獲得調制信息。傳統的MSK解調方法一般采用載波同步環路實現對載波頻率的精確估計，但是IFF Mode5中的脈沖信號形式限制了載波同步環的應用。

為了精確獲得接收到的IFF Mode5信號的載波頻率，利用MSK調制信號譜特征來進行頻率估計。MSK信號的譜并沒有明顯的譜峰特征，因而無法在MSK信號的頻譜上獲得任何精確的頻率信息，但是其平方譜卻具有明顯的譜峰特征，具有2個明顯的譜峰，分別代表MSK調制的2個頻率，2譜峰中點即為載波頻率，如圖4（a）所示。實際中無法用計算2譜峰中點來獲取載波，因為其譜峰峰值對應調制信息中“0”和“1”的數量。當調制信息中“0”、“1”數量失衡時，會導致其中一個譜峰不明顯。為了顯著得到載波位置，本文采用設計頻域窗函數，將MSK平方譜與頻域窗函數卷積，得到MSK調制信號的卷積平方譜，即可準確獲得載波譜峰，如圖4（b）所示。

圖4 MSK譜特征

在獲得MSK調制信號載波譜峰的基礎上，對載波譜峰進行拋物線插值擬合，可以精確估計載波頻率。圖5顯示了應用此種頻率估計算法所得到的頻率誤差，當信噪比高于-3 dB時，其頻率估計誤差基本可到千赫茲量級。為了進一步去除載波殘留的影響，可以對接收信號的相位函數進行求導數并累加求和，最終可獲得殘留載波分量Δωc，對接收信號進行載波精確同步。

圖5 頻率估計誤差

2.3 MSK正交解調

觀察式（3），MSK調制信號的表達式可以改寫為：

式中，I k=cosφk，Q k=a kcosφk，前文述及載波已實現精確同步，那么只需恢復出Ik與Qk，便能夠解調出調制信息ak。根據MSK調制規律可知，ak滿足Ik與Q k差分解碼的關系，也即通過加權函數cos(πt/(2T b))與sin(πt/(2T b))積分處理，并對結果進行差分解碼，即可恢復出調制信息。圖6顯示了MSK正交解調的原理，圖7顯示了MSK解調中積分結果，可以明顯看出只要將積分結果進行碼元判決，即可進行差分解碼。

圖6 MSK正交解調原理框圖

圖7 MSK正交解調積分判決結果

具體MSK正交解調步驟如下[9]：

1）輸入信號分別于加權函數cos(πt/(2T b))與sin(πt/(2T b))相乘，形成I支路數據與Q支路數據；

2）對I、Q支路相乘結果以2Tb為周期進行累加積分，其中Q支路積分周期比I支路延遲Tb；

3）在積分結束時刻分別對I、Q支路進行比特判決映射；

4）對I、Q支路判決的比特數據流進行差分解碼，恢復出調制信息比特流。

3 仿真分析

本文對IFF Mode5信號的不同解調方法進行Matlab仿真，解調誤碼率仿真結果如圖8所示。仿真參數為采樣率240 MHz，信號頻率70 MHz，仿真采用蒙特卡洛仿真法；其中對IFF Mode5信號的解調方法分別為文中所提近似相干解調、1-bit延遲差分解調、2-bit延遲差分解調和相位差分解調，所有解調方法所得誤碼率與MSK相干解調理論誤碼率進行比較。

圖8 IFF Mode5信號不同解調方法誤碼率比較

通過仿真可以看出，文中所提的IFF Mode5信號的解調方法，其誤碼率較MSK解調理論誤碼率曲線相差約1 dB左右，接近MSK相干解調的效果。未能達到理論極限，其主要原因是采用小波變換的時間同步以及基于MSK譜特征的載波同步適應了脈沖型MSK信號的特征，即在一段較短時間內對碼元判決時刻和載波頻率進行了估計，以短時間的估計值逼近瞬時值，仍然會存在一定的差異，造成誤碼率存在一定的損失。但是這種近似的相干解調方法仍然優于傳統的非相干類解調算法。

4 結束語

本文提出的一種針對IFF Mode5信號的解調算法，實現了窄脈沖MSK調制類型的IFF Mode5信號的解調，，解調誤碼率較理論誤碼率相差約1 d B，對于IFF Mode5信號的偵察解調具有比較重要的意義。