一種寬帶高線性度射頻放大器

張 博,賀城峰,吳昊謙

(西安郵電大學 電子工程學院,陜西 西安 710121)

射頻前端放大器不僅要求動態范圍大和能在寬的工作范圍內工作,還需要對接收到的信號進行無失真地放大,這就要求放大器需要有較高的線性度[1-2]。因此寬帶高線性度的射頻放大器一直是國內外學者們研究的重點[3-4]。

針對射頻放大器線性度和寬工作頻帶的研究,文獻[5]提出一種采用達林頓結構和共源共柵結構的新型達林頓放大器,在0.1～6 GHz 的工作頻帶內,增益大于23 dB,平坦度小于±1 dB,噪聲系數小于1.5 dB,但線性度偏低。文獻[6]采用達林頓結構設計出一款寬帶高線性度射頻放大器,通過自適應線性化偏置電路,來改善線性度。在應用頻段0.1～6 GHz 內最高增益可達20 dB,增益平坦度為±1.2 dB,芯片尺寸面積小,僅為0.4 mm×0.55 mm,帶內輸出三階交調點(OIP3)最大為34.5 dBm,但是,隨著頻率的升高,OIP3 指標呈現下降的變化趨勢。

鑒于射頻前端放大器需要提供足夠高的增益,以保證整個接收機系統具有最佳的噪聲系數,同時,還應在較寬的工作頻帶范圍內具有足夠大的線性度來降低對射頻信號的失真。本文采用0.5 μm GaAs E-pHEMT 管工藝,結合達林頓與共源共柵結構設計出一款可工作在0.1～6 GHz 的射頻放大器。該放大器采用5 V 電源供電,采用達林頓-共源共柵復合的電路結構以保證放大器能夠獲得良好的增益平坦度和寬的工作頻帶;通過在傳統有源反饋偏置電路的基礎上增加線性反饋電容,提高了放大器在整個工作頻帶內的線性度。

1 電路設計

1.1 放大電路分析與設計

電路的拓撲結構對放大器的性能指標有著重要的影響,本文的目標是設計一種寬帶高線性度射頻放大器,采用的是達林頓-共源共柵新型電路結構,如圖1所示。

圖1 達林頓-共源共柵電路結構Fig.1 Darlington-cascode circuit structure

由M1 和M2 組成達林頓放大管,并與M3 管構成達林頓-共源共柵放大器電路結構。M1 管的柵極偏置電壓是偏置電路提供的,M1 管源極負反饋電阻R2上的壓降為M2 管提供合適的柵極電壓,調節電阻R2的值大小可以控制放大管M1 的等效跨導,同時也會影響M2 管的靜態工作點。射頻信號經M1、M2 組成的達林頓管放大后在輸出端進行疊加,疊加后的信號經過共柵放大管M3 后輸出。由于共柵放大管低輸入阻抗、高輸出阻抗的特性,使放大器能夠獲得高的電壓增益和大的負載電流,并且抑制了達林頓放大管與共柵放大管間的彌勒效應,拓展了工作頻帶[7]。

M3 管柵極偏置電壓由R7和R8決定,M1 管的柵極和漏極分別引入電阻R1和R5,M2 管的柵極引入電阻R3,用于拓展電路帶寬,但是電阻值不宜過大,過大的電阻引入會惡化噪聲系數和增益,電阻R4和電容C2組成并聯反饋網絡接在M2 管的源極,用于改善高頻增益平坦度。

1.2 偏置電路設計

偏置電路為放大管提供穩定的靜態工作點,在設計中不僅需要考慮偏置網絡與射頻電路的隔離度,同時也要考慮偏置電路對復雜多變的外部環境的適應性。電流鏡有源偏置電路能夠很好地抑制溫度對放大電路的影響,但是,隨著對放大器功率和線性度等指標要求的提高,放大電路的管芯尺寸也隨之增加,單純采用電流鏡有源偏置電路已不能滿足實際需要。

一種典型的帶反饋結構的有源偏置電路結構[8]如圖2 所示,引入有源反饋結構,大大提高偏置電路的驅動能力,同時也可以抑制溫度對放大管電特性的影響。

圖2 偏置電路原理圖Fig.2 Schematic diagram of the bias circuit

M4 為鏡像管并且通過反饋管M5 與主放大管M1的柵極組成電流鏡偏置電路,為放大管提供穩定的偏置電壓,Rb為溫度補償電阻,抑制溫度變化對放大管閾值電壓的影響,電阻R10和電容C8組成類似低通濾波器,電阻R10抑制射頻信號對偏置電路的影響。當偏置電壓Vb被拉低,此時,M5 管源極反饋電阻R11上的壓降減小,M4 管的柵極電壓Vgs4也會隨之降低,這會導致M4 管的漏端電流大大減小,此時,M4 管源漏的壓降隨之升高,隨著M5 管柵極電壓Vgs5的增大,M5 管開啟的飽和程度不斷增強,此時,電阻R11上的壓降又會隨著升高,通過反饋的電路結構,提高了偏置網絡對主放大電路的驅動能力,使電路工作狀態更加穩定。帶反饋的有源偏置電路可以解決偏置電路驅動能力不足的問題,但是,放大器的線性度偏低[9]。本文設計的偏置電路是在傳統偏置結構的基礎上引入反饋電容,通過反饋電容的調節,改變了二次諧波與激勵信號互調產生的信號相位,減小了三階交調分量進而提高了線性度,其原理圖如圖3 所示。

圖3 帶反饋電容的偏置電路原理圖Fig.3 Schematic diagram of bias circuit with feedback capacitor

偏置電路改進部分由電阻R12、Rg和并聯電容C1組成,改進部分電路及結構簡化分析如圖4 所示。其中:

圖4 結構簡化圖Fig.4 Simplified diagram of structure

式中:Z1、Z2、Z3分別表示偏置電路改進部分等效到反饋結構輸入端阻抗、鏡像管M4 柵極輸入端阻抗和放大管M1 柵極輸入端阻抗;ω表示工作頻率。從上式中可以看出,工作在低頻時Z1阻抗趨近于零,而Z2、Z3的值可近似用R12和Rg代替;高頻時Z1的阻值可近似為R12、Rg的并聯,Z2和Z3電路部分趨近于短路。此時,相位偏移接近90°,這會使得激勵信號與低頻信號分量互調產生的三階交調信號減少,降低了三階諧波分量,進而提高線性度[10]。當小信號參數保持不變時,改進后的偏置電路與傳統偏置電路在常溫下的線性度仿真對比曲線如圖5 所示。

圖5 線性度仿真對比曲線Fig.5 Comparison curves of linearity simulation

可以看出,改進后偏置電路抑制了放大器工作在高頻段時線性度的惡化,相對于傳統結構,結構改進后的線性度指標在高頻時得到明顯提升。

1.3 穩定性電路設計

穩定性是射頻放大器正常工作的前提,電路不穩定將導致電路產生自激振蕩。自激信號的存在將直接影響放大器的性能指標[11],所以,要保證放大電路在工作頻帶內無條件穩定,必須使電路在所用工藝晶體管的特征頻率(fT)范圍內均保持無條件穩定。穩定性由放大器的S參數決定,通常可以用單一參量μ表示[12]:

式中:S11、S22分別表示輸入和輸出回波損耗;S12表示隔離度;S21表示增益;Δ為散射矩陣行列式,可表示為:

當μ大于1 時,則放大電路是無條件穩定的,并且μ值越大,電路的穩定系數越高。研究人員通常加入損耗元件以保證電路的穩定性,本文在電路設計中為保證電路穩定性做了以下措施:(1)采用片內R9、C6串聯反饋網絡結構,提高低頻穩定性,又可以調節輸入、輸出匹配;(2)在達林頓電路結構中的放大管M1 和M2 的柵極、漏極引入穩定電阻R1、R3、R5,犧牲部分噪聲系數和增益;(3)在共源放大管的柵極引入R6、C3串聯接地網絡,保證了高頻穩定性。

在本文設計中,穩定性器件的取值綜合噪聲系數、增益等指標進行了折中,穩定系數仿真曲線如圖6 所示。

圖6 穩定系數仿真曲線Fig.6 Simulation curve of stability coefficient

從圖6 可以看出,本文所設計的電路不僅僅在應用頻段0.1～6 GHz 內μ值保持大于1,且在整個寬帶范圍40 GHz 以內均大于1,在低頻0.1 GHz 處所設計的電路μ值最小為1.1。圖7 為本文設計的射頻放大器整體原理圖。

圖7 射頻放大器電路原理圖Fig.7 Schematic diagram of RF amplifier circuit

電阻Rdc、電容C5和電感L1都分布在芯片外部,為了使芯片有正常的供電電壓,電阻Rdc上一般需要有合適的壓降;電容C5為電源的去耦電容,消除供電電源干擾對芯片性能的影響;L1為扼流電感,防止射頻信號泄露到電源。電容C1、C4為輸入、輸出端口隔直電容,隔絕射頻信號與直流電信號的串擾,同時也參與射頻放大器的輸入輸出匹配;電感L2、L3分別為輸入輸出PAD 鍵合線寄生電感。

2 芯片版圖設計

芯片版圖設計中,首先要考慮芯片版圖面積大小和器件的排布,同時還要考慮接地孔的大小,以減少高頻寄生參數的影響,芯片輸入、輸出PAD 的大小和與芯片邊緣的間距對性能有一定的影響,設計時需要綜合考慮。

版圖布線時,應充分考慮金屬層1 和金屬層2 的過流能力,保證金屬層足夠的寬度,防止因金屬層過流能力不足而燒毀芯片。初步設計的芯片版圖需要進行電磁(EM)仿真,仿真完成后,芯片版圖生成器件模型,并將器件模型導入到原理圖中再次進行聯合仿真,如果聯合仿真結果未能達到預期指標,需將版圖修改后再進行EM 和版圖聯合仿真,反復迭代直至仿真結果符合指標要求,此時的版圖才是最終所需要的。芯片版圖設計完成后,需要做設計規則檢查(DRC)以及版圖和原理圖(LVS)檢查,DRC 的作用是保證設計的芯片版圖符合芯片廠商的加工規則,而LVS 的作用是為了確保版圖和原理圖之間的邏輯連接一致。芯片整體版圖布局如圖8 所示,版圖面積為0.85 mm×0.85 mm。

圖8 芯片整體版圖Fig.8 The overall layout of the chip

3 仿真結果與分析

對設計的芯片版圖進行聯合仿真,射頻放大器芯片大信號性能指標OIP3 和輸出功率1 dB 壓縮點(P1dB)仿真曲線如圖9 所示。

圖9 OIP3, P1dB隨頻率變化仿真曲線Fig.9 Simulation curves of OIP3, P1dB varying with frequency

從放大器芯片大信號仿真結果可以看出,在工作頻段0.1～6 GHz 內OIP3 大于34 dBm,在4.1 GHz 時可以達到48 dBm,改進的偏置電路改善了放大器在高頻段OIP3 的性能指標。而P1dB在工作頻段內均大于18 dBm,在低頻段P1dB可以達到21.4 dBm。可以看出設計的寬帶高線性度射頻放大器在射頻信號工作狀態下具有優良的性能。

圖10 為射頻放大器在三溫下(-40 ℃,+25 ℃,+85 ℃)增益(S21)仿真結果曲線。25 ℃時放大器增益為22 dB,平坦度為±0.45 dB;在-40 ℃,+85 ℃時,放大器增益變化幅度小于±1.4 dB。可以看出設計的放大器可以很好地抑制溫度變化對增益的影響。

圖10 三溫下S21隨頻率變化仿真曲線Fig.10 Simulation curves of S21 varying with frequency at three temperatures

圖11 為常溫下噪聲系數(NF)隨頻率變化的仿真曲線;圖12 為常溫下輸入、輸出回波損耗(S11、S22)隨頻率變化的仿真曲線。從仿真結果曲線中可以看出,在整個工作頻帶內輸入、輸出回波損耗均小于-10 dB;噪聲系數在低頻時為1.1 dB,且工作頻率向高頻移動時,噪聲系數逐漸惡化,在頻率為6 GHz 處噪聲系數可達到1.7 dB,隨著頻率的升高,器件或器件間的寄生效應越來越明顯,噪聲系數也會隨之變差。

圖11 噪聲系數隨頻率變化仿真曲線Fig.11 Simulation curve of noise figure varying with frequency

圖12 輸入、輸出回波損耗隨頻率變化仿真曲線Fig.12 Simulation curves of input and output return loss varying with frequency

4 結論

本文基于0.5 μm 的GaAs E-pHEMT 工藝設計了一種寬帶高線性度射頻放大器,使用了達林頓與共源共柵構成的新型放大器電路結構。該電路結構不僅線性度高,而且還具有高增益、工作頻帶寬等優點。另外,針對有源反饋偏置電路線性度低的問題,通過增加反饋電容來提高線性度。當原理圖滿足指標要求后,對所設計的電路進行版圖布局規劃,依次經過EM 仿真、聯合仿真等多次迭代,使聯合仿真結果最終滿足各指標要求。仿真結果顯示:在工作頻段0.1～6 GHz內,放大器的增益為22.5 dB,平坦度為±0.4 dB,最大噪聲系數為1.7 dB,OIP3 可達到48 dBm,P1dB可達到21.4 dBm。本文設計的射頻放大器芯片,工作頻帶寬、增益和線性度高,可應用于5G 通信系統中。