基片集成圓柱形介質諧振器天線設計

周祥偉，姬五勝，趙思雨，甘金鳳，程琳琳

（1.天津職業技術師范大學天線與微波技術研究所，天津300222；2.天津職業技術師范大學電子工程學院，天津300222）

近10年以來，無線通信系統已然發生了翻天覆地的變化，特別是便攜式無線通信設備、多功能型智能終端的飛速發展使得通信系統越來越趨向于高速化和智能化。為了滿足未來物聯網、移動互聯網等應用的需求，5G通信成為各國爭相發展的重點[1]，通信系統的載波頻率逐漸應用到毫米波波段。毫米波段不僅能夠提供更寬的帶寬，而且還能避免對較低頻譜的干擾[2]。

天線是通信系統中用來發送和接收電磁波的部件。金屬天線（貼片天線、偶極子天線）通常會有比較大的歐姆損耗，因此在毫米波頻率下效率會降低。介質諧振器天線（dielectric resonator antenna，DRA）在金屬的接地面上設置1個介質諧振器，讓其通過一種特定的饋電方式來激勵介質諧振器，從而形成輻射，其利用存儲在介質中的能量，通過來回反射形成電磁振蕩，以實現對電磁波的輻射和接收。因為沒有表面波和導體的損耗，所以在毫米波的頻段中，介質諧振器天線的效率也可達90%以上。介質常數和工作模式的選擇具有多樣性，因此DRA具備很高的設計自由度。這些特點使DRA成為毫米波系統的一個非常有潛力的候選天線[3-12]，其高度的靈活性和通用性，適合各種通信應用的物理或電氣要求，可提供其他輻射元件無法提供的解決方案[13]。文獻[14-15]提出了一種基片集成介質諧振器天線，其由內圓柱介質諧振器、外環介質諧振器和基片集成波導（SIW）腔組成[16-17]，在基片集成波導腔結構的基礎上設計了一種基片集成圓柱形介質諧振器天線，通過增加天線單元形成天線陣列，使得天線達到更高增益，但是阻抗帶寬較窄。本文設計一種基片集成圓柱形介質諧振器天線，天線由表層的輻射貼片層和頂部的天線介質基板（介質諧振器）以及底部的饋電介質基板3部分組成，利用微帶線進行饋電，并通過調節接地層中的耦合十字槽和最上層的輻射貼片的尺寸，提高天線的阻抗帶寬，可應用在毫米波頻段。

1 基片集成圓柱形介質諧振器天線設計

圓柱形介質諧振器天線的結構如圖1所示。

圖1 圓柱形介質諧振器天線結構

天線由表層的輻射貼片層和頂部的天線介質基板（介質諧振器）以及底部的饋電介質基板3部分組成，其中輻射貼片向外輻射電磁波。在上層天線介質基板中，圓柱形介質諧振器天線通過使用2個同心圓形陣列的氣孔和盲孔與下層介質基板隔離，使得電磁能量被限制在圓柱形介質諧振器內，氣孔和盲孔之間的間隙僅有非常弱的輻射。由盲孔和中間接地層形成的基片集成波導腔用于增強介質諧振器天線的輻射。DRA與空氣的界面近似于一個開路面，此時的圓柱形介質諧振器的表面可以作為一個磁壁，在界面上的電磁波反射系數近似于1，使其成為一個諧振腔。在饋電介質基板底層采用微帶線進行饋電；在饋電介質基板頂層上方的金屬接地面上刻蝕1個十字槽，用以激發DRA，該饋電方式可以提高天線增益。在最頂層的輻射貼片層上，設計一個半徑為R0的圓孔以獲得DRA的輻射面，孔內是一個圓形輻射貼片，帶有2對45°傾斜的矩形槽。

天線介質基板的介電材料為羅杰斯5880，介電常數為εr1=2.2，長、寬、高分別為L2=4 mm、L3=4 mm、t2=0.127 mm。介質諧振器天線的介電材料為羅杰斯6010LM，介電常數為εr2=10.2，長、寬、高分別為L1=4 mm、L3=4 mm，t1=0.63 mm。介質諧振器天線基板上有2排半徑為r=0.15 mm，高度為t1=0.63 mm的圓柱孔。

天線輻射貼片層中心設計了半徑為R0=0.75 mm的圓孔，孔內是一個半徑為R1=0.65 mm圓形貼片，貼片中的矩形槽長、寬分別為L1=0.5 mm、W2=0.21 mm；耦合十字槽的長、寬分別為W1=1.7 mm、W3=0.75 mm；底層饋電微帶線的長、寬分別為F1=2.6 mm、F0=0.39 mm。

2 天線特性分析

本文利用Ansoft HFSS 15的電磁仿真軟件對DRA進行優化、分析。該天線包含輻射貼片和耦合十字槽結構，通過調節耦合十字槽長W1和寬W3、貼片矩形槽寬W2和長L1等參數，對天線的回波損耗S11數值和方向圖增益等參數進行優化。

當其他參數值不變，W1參數分別取1.7 mm、1.8 mm、1.9 mm、2.0 mm時，天線的回波損耗S11數值隨參數W1的變化曲線如圖2所示。

圖2 天線S11隨W1的變化曲線圖

通過仿真軟件HFSS的優化可以看出，改變W1的數值，在阻抗帶寬（天線的阻抗帶寬通常指S11＜-10 dB的頻率范圍）內，天線第1個諧振點（66.4 GHz附近）隨著W1的增大向低頻移動，第2個諧振點（68.8 GHz附近）也隨著W1的增大向低頻移動。盡管隨著W1數值的增加，能夠改善第1個諧振點（66.4 GHz附近）處的回波損耗S11數值，但是天線的相對阻抗帶寬（S11＜-10 dB）變窄。當參數W1=1.7 mm時，可獲得17.11%的阻抗帶寬（S11＜-10dB），本設計最終選擇W1=1.7 mm。當其他參數值不變，W2參數分別取0.18 mm、0.19 mm、0.2 mm、0.21 mm時，天線的回波損耗S11數值隨參數W2的變化曲線如圖3所示。

圖3 天線S11隨W2的變化曲線圖

從圖3可以看出，隨著W2的增大，在阻抗帶寬（S11＜-10 dB）內，天線第1個諧振點（67.7 GHz附近）的S11數值提高，第2個諧振點（69.4 GHz附近）的S11數值提高。盡管隨著W2數值的降低會改善第2個諧振點處（69.4 GHz附近）S11的數值，但是會使阻抗帶寬（S11＜-10 dB）變窄。當參數W2=0.21 mm時，可獲得17.34%的最大阻抗帶寬（S11＜-10 dB），最終選擇W2=0.21 mm。當其他參數值不變，W3參數分別取0.6 mm、0.65 mm、0.7 mm、0.75 mm時，天線的回波損耗S11數值隨參數W3的變化曲線如圖4所示。

圖4 天線S11隨W3的變化曲線圖

從圖4可以看出，隨著W3的增大，在阻抗帶寬（S11＜-10 dB）內，天線第1個諧振點（67.7 GHz附近）左移且諧振點處S11（回波損耗）的數值變差，但是阻抗帶寬（S11＜-10dB）變寬；第2個諧振點（69.5 GHz附近），隨著W3的增大，逃逸出阻抗帶寬（S11＜-10dB）。當參數取W3=0.75 mm時，可獲得16.91%的最大阻抗帶寬（S11＜-10 dB），最終選擇W3=0.75 mm。當其他參數數值不變時，L1參數分別取0.35 mm、0.4 mm、0.45 mm、0.5 mm時，天線的回波損耗S11數值隨參數L1的變化曲線如圖5所示。

圖5 天線S11隨L1的變化曲線圖

從圖5可以看出，隨著L1的減小，在阻抗帶寬（S11＜-10 dB）內，天線第1個諧振點（67.7 GHz附近）向高頻移動，而第2個諧振點（69.5 GHz附近），隨著L1的減小，已經不在阻抗帶寬（S11＜-10 dB）內；整體上阻抗帶寬（S11＜-10 dB）變窄。當參數取L1=0.5 mm時，可獲得17.21%的最大阻抗帶寬（S11＜-10 dB），最終選擇L1=0.5 mm。

經過HFSS仿真優化，當W1=1.7 mm、W2=0.21 mm、W3=0.75 mm，L1=0.5 mm、L2=4 mm、L3=4 mm，t1=0.63 mm、t2=0.127 mm，F0=0.39 mm、F1=2.6 mm，r=0.15 mm、R1=0.65 mm時，基片集成圓柱形介質諧振器天線的回波損耗S11數值的結果如圖6所示。

圖6 優化后的天線S11的結果

由圖6可知，天線的第1諧振頻率、第2諧振頻率分別為68.4 GHz、74.7 GHz，S11分別達到-22.05 dB、-51.16 dB，阻抗帶寬（S11＜-10 dB），其中阻抗帶寬（S11＜-10 dB）為17.65%（66.1～78.9 GHz）。

介質諧振器天線三維方向圖如圖7所示，介質諧振器天線的E面-H面方向圖如圖8所示。

圖7 介質諧振器天線三維方向圖

圖8 介質諧振器天線的E面-H面方向圖

從圖7、圖8可以看出，天線輻射方向圖的對稱性較好。由圖7可知，該天線增益最高可達到2.62 dB；但該天線增益還不夠大，擬通過改變耦合槽的形狀來改善，這有待于后續進一步研究。

3 結語

本文設計了一種基片集成圓柱形介質諧振器天線。利用微帶線進行饋電，使用SIW腔結構將圓柱介質諧振器天線隔離，通過調節耦合十字槽及輻射貼片的尺寸，優化介質諧振器天線的性能。本文所設計的天線可在毫米波頻段工作，有較高的帶寬，但該介質諧振器天線仍存在一些不足之處，如天線的圓極化不夠好，擬通過改變耦合槽的形狀以及對輻射貼片形狀進行改善，這有待于后續進一步研究。