用于提升有限口徑輻射功率的緊耦合相控陣天線的設計*

童三強 王秉中 王任

(電子科技大學, 應用物理研究所, 成都 611731)

(2021 年2 月9 日收到; 2021 年4 月21 日收到修改稿)

1 引 言

隨著軍事和民事上對遙感、空間探測的需求日益增大, 對電磁波的傳輸距離提出了很高的要求.提升電磁波的輻射功率, 可以增加電磁波的傳輸距離. 近年來, 科研人員對提升電磁波的輻射功率進行了廣泛研究[1-4].

天線的作用是將電磁波輻射進入自由空間. 傳統上, 可以通過增大信號源功率以提升天線的輻射功率, 然而受物理機制、加工工藝等因素影響, 信號源功率增幅有限[5]; 也可以通過增大天線的輻射口徑以增大輻射功率, 然而由于裝配環境的限制,輻射口徑不可能無限制增大, 因此對有限口徑的利用就顯得尤為重要.

相控陣天線能夠充分利用輻射口徑. 一方面,通過將天線單元組成陣列, 天線陣有更好的輻射方向性; 另一方面, 相控陣天線波束可以靈活偏轉,使得輻射電磁波可以覆蓋更多區域.

目前對相控陣天線的研究主要集中在帶寬提升和掃描范圍擴大上. Munk[6]在2003 年提出的緊耦合天線陣在近20 年得到了巨大發展, 和傳統相控陣天線相比, 緊耦合天線陣具有很寬的帶寬和較大的掃描范圍. 文獻[7]中設計的緊耦合天線陣利用饋線地板帶過孔的Marchand 巴倫和頻率選擇表面匹配層, 在6.2∶1 (0.5—3.1 GHz)的帶寬內、天線單元有源駐波比小于3.2 的標準下, 實現了E 面75°和H 面60°的掃描性能. 文獻[8]中設計的緊耦合天線陣利用微帶-槽線的饋電結構和多層頻率選擇表面匹配層, 在5∶1 (1—5 GHz)的帶寬內、天線單元有源駐波比小于3 的標準下, 實現了E 面70°和H 面70°的掃描性能.

然而, 關于有限口徑輻射功率的提升很少有學者進行研究. 本文從影響有限口徑輻射功率的因素進行分析, 設計了一個可用于提升有限口徑輻射功率的緊耦合相控陣天線, 并對天線陣進行了加工和測試. 仿真和測試結果表明, 在1.7—5.4 GHz 的帶寬內、天線單元有源駐波比小于2 的標準下, 天線陣能實現E 面65°、H 面45°和D 面60°的掃描性能, 測試結果和仿真結果具有良好的一致性. 和文獻中的其他設計相比, 按相同輻射口徑面積換算,本文設計的天線陣具有更高輻射功率.

2 有限口徑下提升輻射功率的天線單元設計和仿真

假設一個輻射口徑面積為S的相控陣天線, 每個單元分配的面積為A, 總的單元個數為S/A. 每個單元的輸入功率(從發射機經過功率放大器等器件到天線端口的功率)為Pin,η為天線陣的輻射效率(包含回波損耗、介質損耗和歐姆損耗), 則該天線陣的輻射功率為Pinη(S/A) . 由此可見, 有限口徑下, 天線陣的輻射功率和單元輸入功率、單元個數、輻射效率等因素密切相關. 由于天線單元輸入功率受限, 通過不斷增加單元輸入功率存在困難,因此, 在有限口徑下布置更多單元、同時提高天線陣的輻射效率成了現實可行的提升有限口徑輻射功率的選擇. 通過在有限口徑下布置更多單元, 一方面, 輸入功率平均分配到每個單元, 使得每個單元的輸入功率更小, 能夠有效避免單元因為輸入功率過大引起介質擊穿、接頭擊穿等現象; 另一方面,由于單元個數增加, 通過功率合成, 易于實現更高的輻射功率. 通過提升天線陣輻射效率, 能將輸入功率更大程度轉化成輻射功率.

在有限口徑下布置更多單元, 意味著單元尺寸要盡量小. 緊耦合天線陣的單元間距小于0.5λhigh[9],便于緊湊化設計. 同時, 可以采用高介電常數介質基板和緊湊型微帶-共面帶線的巴倫使得天線單元小型化[10].

天線陣輻射效率的提高, 意味著損耗要減小.采用低損耗的介質基板減小介質損耗, 采用兩層雙面的頻率選擇表面匹配層改善天線陣和自由空間的阻抗匹配[7], 通過參數調整改善巴倫和天線的阻抗匹配, 從而提升天線陣的輻射效率.

2.1 天線單元設計

緊耦合天線陣利用臨近單元的電容耦合, 抵消低頻時來自地板的電感, 天線陣低頻的性能表現得到改善, 從而具有較寬的阻抗帶寬. 緊耦合天線單元一般由三個部分組成: 寬帶巴倫、偶極子輻射單元和寬帶寬角匹配層. 其中, 寬帶巴倫起著平衡饋電的作用, 同時也起著饋電端和偶極子輻射單元的阻抗匹配的作用; 寬帶寬角匹配層主要用于改善天線陣在大角度掃描時的性能表現.

緊耦合天線陣在E 面掃描時具有較寬的阻抗帶寬, 在H 面掃描時的阻抗帶寬較窄. 因此, 在設計時, 先優化天線陣在E 面掃描時的性能, 再加上寬帶寬角匹配層改善天線陣在H 面掃描時的性能.天線單元設計的具體步驟如下:

1) 根據設計天線的最高工作頻率和介質基板相關參數(介電常數和厚度), 確定天線單元間距;

2) 根據天線單元間距, 設計出滿足寬帶饋電和阻抗變換需求的緊湊型巴倫;

3) 調節耦合貼片寬度和偶極子輻射單元離地板的高度, 改善天線陣在E 面寬角掃描時的性能;

4) 加載兩層雙面的匹配層, 經過參數優化, 改善天線陣在H 面寬角掃描時的性能.

本文設計的天線單元結構如圖1 所示, 由微帶-共面帶線的巴倫、偶極子單元、兩層雙面的匹配層共三部分組成. 介質基板型號為Rogers 6110,介電常數10.2, 損耗正切0.0023, 厚度0.64 mm.偶極子兩臂印制在介質基板的兩面, 便于臨近單元進行電容耦合. 天線單元相關的參數在圖1(a)中標示, 具體數值為:A= 29.3 mm,B= 8 mm,C=3.7 mm,D= 0.8 mm,E= 3.2 mm,F= 4.2 mm,G= 3 mm,H= 2.5 mm,I= 2.2 mm,J=2.2 mm,K= 3.7 mm,L= 0.8 mm,W1=0.4 mm,W2= 0.3 mm,W3= 0.2 mm,W4=0.6 mm,W5= 0.6 mm,L1= 3.5 mm,L2=3.5 mm,L3= 1.8 mm,L4= 2 mm,L5= 2.5 mm,Gap=0.8 mm. 天線單元在x和y方向周期均為0.144λhigh, 高度為29.3 mm (約為0.166λlow, 其中λlow為自由空間中最低工作頻率對應的波長).

圖1 天線單元結構 (a) 前視圖(紅色饋線下方的地板被移除); (b) 后視圖Fig. 1. Unit Cell of the TCDA: (a) Front view of the unit cell (the ground of the red parts is etched); (b) back view of the unit cell.

2.1.1 寬帶巴倫的設計

本文設計的天線單元采用了加載空氣補償的微帶-共面帶線的巴倫, 結構如圖1(a)所示. 巴倫的紅色饋線部分下方地板被移除, 通過這種空氣補償的方式, 可以產生新的諧振點, 新的諧振點和原來的諧振點離得很近時, 可以拓寬巴倫的工作帶寬[11]. 從圖2 中的仿真結果可以看出, 采用空氣補償的巴倫相比于未采用空氣補償的巴倫具有更寬的工作帶寬. 此外, 由于天線單元要求占據較小的口徑面積, 經優化設計, 減小L3的值, 使得巴倫結構更為緊湊.

圖2 紅色饋線下方地板未移除和地板移除時巴倫的反射系數Fig. 2. Reflection coefficients of the balun with and without the etched ground of the red feeding parts.

2.1.2 寬帶寬角匹配層的設計

相控陣天線掃描時, 天線單元的輻射電阻隨著掃描角度的變化而變化. 一般在天線上方放置一塊介質匹配層, 使得天線陣和自由空間有更好的阻抗匹配[12], 以改善天線陣的寬角掃描性能. 周期結構的頻率選擇表面匹配層可以替代傳統的笨重且昂貴的介質匹配層. 周期結構的頻率選擇表面可視為超材料的一種, 其等效相對介電常數和相對磁導率可以根據文獻[13]計算求得. 從圖3 可以看出, 天線陣加載兩層雙面的頻率選擇表面匹配層,和無匹配層加載時相比, 在H面掃描時具有更好的阻抗匹配表現.

圖3 無限大陣列有加載和無加載匹配層在H 面45°掃描時, 天線單元有源駐波比Fig. 3. Active VSWRs of the unit cell at 45° scanning in the H plane in infinite array simulation with and without frequency selective surfaces.

2.2 無限大陣列仿真結果

2.2.1 交叉極化比

圖4(a)是無限大陣列在不同平面不同角度掃描時的交叉極化比. 可以看出, 在邊射和H面45°掃描時, 在大多數頻段, 交叉極化比均小于–15 dB;在E面65°掃描時, 在大多數頻段, 交叉極化比均小于–20 dB. 同時也注意到, 在邊射、E面65°、H面45°和D面60°掃描時, 隨著頻率的升高, 交叉極化變差. 這是因為: 1) 偶極子的兩臂印制在介質基板的兩面, 電場和天線所在的平面不平行, 垂直于天線所在平面存在電場分量, 頻率越高, 交叉極化惡化越嚴重, antipodal Vivaldi 天線也有類似表現[14]; 2) 天線單元之間間距較小, 導致沿著H面的臨近單元(y方向)會產生強耦合, 如圖4(b)所示, 這些強耦合會惡化交叉極化水平, 頻率越高,耦合越強, 交叉極化惡化越嚴重.

圖4 無限大陣列交叉極化水平 (a) 在不同面不同角度掃描時的交叉極化比; (b) 在3 GHz 邊射時, 天線口徑面電場分布Fig. 4. Cross polarization level in infinite array simulation:(a) Cross polarization ratio at different angles scanning in different planes; (b) electric field on radiation aperture at 3 GHz.

2.2.2 輻射效率圖5 給出了無限大陣列在不同平面不同角度掃描時的輻射效率. 在邊射時, 陣列效率最低值為67%, 在大多數頻段, 效率均大于75%; 在E面65°掃描時, 在大多數頻段, 效率均大于70%; 在H面45°掃描時, 在大多數頻段, 效率均大于75%;在D面60°掃描時, 在大多數頻段, 效率均大于65%. 然而, 在高頻情況下, 在H面45°和D面60°掃描時, 天線陣輻射效率變低, 這是由于在高頻時巴倫的阻抗匹配變差所致.

圖5 無限大陣列在邊射、E 面65°、D 面60°和H 面45°掃描時, 天線陣的輻射效率Fig. 5. Radiation efficiency of the proposed antenna array at broadside, 65° scanning in the E plane, 45° scanning in the H plane and 60° scanning in the D plane.

2.2.3 天線單元有源駐波比

從圖6 可以看出, 無限大陣列在邊射、E面65°、H面45°和D面60°掃描時, 在1.7—5.4 GHz的頻段內, 天線單元有源駐波比均小于2, 說明該陣列具有寬帶寬角掃描性能, 同時保持良好的阻抗匹配.

圖6 無限大陣列在邊射、E 面65°、H 面45°和D 面60°掃描時, 天線單元有源駐波比Fig. 6. Active VSWRs of the unit cell in infinite array simulation at broadside, 65° scanning in the E plane, 45° scanning in the H plane and 60° scanning in the D plane.

3 實驗結果及性能對比

實際加工的包含256 個單元的16 × 16 天線陣如圖7(a)所示. 5 mm 厚的銅板作為天線陣的地板, 地板上蝕刻16 條縫隙用于豎直放置16 塊Rogers 6110 的介質基板, 地板四個角上添加了四個過孔, 方便天線陣安裝在測試的支架上. 天線陣的總尺寸為12.8 cm × 12.8 cm × 2.93 cm. 測試裝置和暗室環境如圖7(b)所示, 測試裝置包括:128 根由功分器到天線單元的等相位線纜, 19 個1 分8 的功分器(工作頻段為1—6 GHz, S11<–10 dB), 16 根延時線. 其中, 延時線起相位延時作用, 替代昂貴的移相器. 天線陣E面和H面測試時, 測試方案如圖8(a), (b)所示, 位于第1, 2, 3,4, 15, 16, 17, 18 排的單元接50 Ω 匹配負載, 中間8 排的單元饋電. 天線陣D面測試時, 測試方案如圖8(c)所示, 中間128 個單元饋電, 四周128 個單元接匹配負載. 四周單元接匹配負載可以有效減緩有限陣列的邊界截斷效應[15].

圖7 天線陣加工和測試 (a) 實際加工的16 × 16 陣列; (b) 測試裝置和測試環境Fig. 7. Antenna array fabrication and measurement: (a) Fabricated prototype of 16 × 16 antenna array; (b) measurement setup and environment.

圖8 測試方案 (a) E 面; (b) H 面; (c) D 面Fig. 8. Measurement scheme: (a) E plane; (b) H plane; (c) D plane.

3.1 遠場測試結果

在3 和5 GHz 時, 天線陣E面、D面、H面在不同角度掃描時的測試和仿真的歸一化方向圖如圖9—圖11 所示. 可以看出, 在低頻時, 天線陣的主波束較寬; 在高頻時, 天線陣的主波束較窄, 這是由于低頻時天線陣輻射口徑電尺寸較小、高頻時天線陣輻射口徑電尺寸變大所致. 同樣地, 由于天線陣輻射口徑的電尺寸較小, 在低頻時, 陣列的主波束掃描角度未能到達最大掃描角度. 采用更大的陣列結構, 會改善這種情況.

圖9 E 面0°, 45°, 65°掃描時的歸一化方向圖(a) 3 GHz; (b) 5 GHzFig. 9. Normalized radiation patterns at 0°, 45° and 65° scanning in the E plane: (a) 3 GHz; (b) 5 GHz.

圖10 H 面0°, 45°掃描時的歸一化方向圖(a) 3 GHz; (b) 5 GHzFig. 10. Normalized radiation patterns at 0° and 45° scanning in the H plane: (a) 3 GHz; (b) 5 GHz.

圖11 D 面0°, 45°, 60°掃描時的歸一化方向圖(a) 3 GHz; (b) 5 GHzFig. 11. Normalized radiation patterns at 0°, 45° and 60° scanning in the D plane: (a) 3 GHz; (b) 5 GHz.

隨著掃描角度的增大, 主波束增益遵循cosθ的變化規律, 因此在大角度掃描時, 主波束增益有一定的下降[16]. 從圖9—圖11 也可以看出, 天線陣的方向圖有一定的不對稱, 這主要是由于饋電結構的不對稱所致. 在高頻大角度掃描時, 測試增益和仿真增益相比有一定下降, 這主要是由接頭、測試線纜的損耗所致.

天線陣邊射時, 測試和仿真的同極化增益以及理想口徑增益對比如圖12 所示. 可以看出, 低頻時, 測試和仿真的同極化增益和理想口徑增益比較符合; 高頻時, 測試和仿真的同極化增益和理想口徑增益差異增大, 這是由于在高頻時交叉極化變差, 線纜和接頭的損耗也變大, 導致同極化增益減小. 在5.4 GHz 時, 測試的同極化增益比理想口徑增益小2.3 dB.

圖12 天線陣邊射時, 測試結果和仿真結果對比Fig. 12. Comparisons between measured and simulated results at broadside radiation.

3.2 與文獻中其他設計的性能對比

假設每個天線單元輸入功率為1 W, 工作在邊射最高頻率, 按相同輻射口徑(10λhigh× 10λhigh)換算, 文獻[16-21]以及本文設計的天線陣輻射功率對比如表1 所列. 可以看出, 由于本文提出的天線單元具有最小的電尺寸, 因此, 在10λhigh× 10λhigh的口徑下可以布置多達4822 個天線單元; 同時,本文設計的天線陣具有較高的輻射效率, 最終天線陣輻射功率為4050 W, 是文獻中其他陣列輻射功率的5.5 倍以上.

表1 按相同輻射口徑換算, 不同文獻中天線陣的輻射功率對比Table 1. Comparisons of radiated power of antenna arrays in literatures on the same conversion size radiation aperture.

需要指出的是, 文獻[16-19]中天線陣的帶寬和掃描角度是在天線單元有源駐波比 < 3 的標準下給出的, 而本文的帶寬和掃描角度是在天線單元有源駐波比小于2 的更優標準下給出的.

4 結 論

本文設計了一個用于有限口徑輻射功率提升的緊耦合相控陣天線. 在有限口徑下布置更多單元和提高天線陣輻射效率均有助于提升有限口徑的輻射功率, 因而采用高介電常數的介質基板和緊湊型巴倫使天線陣小型化; 同時, 改善天線陣和自由空間的阻抗匹配、巴倫和天線的阻抗匹配以及采用低損耗的介質基板提高天線陣的輻射效率, 最終天線單元周期僅為0.144λhigh× 0.144λhigh. 天線陣的工作頻段為1.7—5.4 GHz, 在有源單元駐波比小于2 的標準下, 能夠實現E面65°、H面45°和D面60°的掃描性能. 實際加工了一個16 × 16 天線陣, 仿真和測試結果具有良好的一致性. 和文獻中的其他陣列對比, 按相同輻射口徑面積換算時, 本文設計的陣列具有更高的輻射功率, 驗證了通過減小單元尺寸、同時提高天線陣輻射效率, 能夠提升有限口徑的輻射功率.