適用400 Gbit/s 接收系統的銦磷基低暗電流高帶寬倏逝波耦合光電探測器陣列*

陸子晴 韓勤3)? 葉焓 王帥 肖峰 肖帆

1) (中國科學院半導體研究所, 集成光電子學國家重點實驗室, 北京 100083)

2) (中國科學院大學材料科學與光電技術學院, 北京 100049)

3) (中國科學院大學電子電器與通信工程學院, 北京 100049)

(2021 年4 月23 日收到; 2021 年5 月26 日收到修改稿)

1 引 言

據統計, 光通信網絡需求年均增長約40%, 各種高數據流量需求應用層出不窮, 這就對通信技術的突破提出了更多要求. 過去幾年, 得益于光子集成技術的不斷發展, 在COMS 電路上實現有源、無源光器件的光電子集成化技術日益成熟, 已成為應對未來高帶寬需求最有前景的解決方案[1-3]. 隨著波分復用技術(wavelength division multiplexing,WDM)[4-6]的不斷發展, 高集成度高帶寬的光電探測器引起了廣泛關注.

光互連中光子集成(photonic integrated circuit,PIC)[7,8]技術通過同質或異質集成實現在同一襯底上集成多種不同功能的光電子器件, 從而減少了不必要的封裝對準并減少芯片損耗. PIC 技術有望成為下一代最具潛力的光互連技術[9-11]. In0.53Ga0.47As PIN 光電探測器因為具有良好的載流子傳輸特性和較寬的吸收譜范圍(1.0—1.7 μm), 引起了國內外學者的廣泛重視. 其可以與InP 系材料排列組合, 根據需求改變組分濃度而仍然保持晶格匹配,使得制備出的光電探測器缺陷更少, 復合速率降低, 從而具有更低的暗電流及工作穩定性. 倏逝波耦合波導型PIN 探測器[12-15]解除了量子效率和帶寬的相互制約, 并通過集成倏逝波導有效提高了光纖與波導之間的耦合效率[16,17], 增加探測器的響應度[18-20].

本文成功設計并制備出了16 個倏逝波耦合型光電探測器(evanescent coupling photodetector,ECPD)陣列, 在–3 和0 V 時的暗電流分別為215和1.23 pA, 有源區面積僅為5 μm × 20 μm 的情況下, 仍有較大的響應度, 即0.5 A/W(無減反膜);–3 V 偏壓下總帶寬超過400 GHz, 可以實現400 G以上的并行通信接收系統.

2 模擬與設計

2.1 3 dB 帶寬的數值計算

本節著重考慮器件吸收區厚度和有源區面積對器件帶寬的影響, 3 dB 帶寬由渡越時間帶寬ft和RC 時間常數限制帶寬fRC組成. 渡越時間帶寬可表示為

其中,W為本征層厚度,ν為載流子平均速度, 可表示為

式中νe為電子速率,νh為空穴速率. RC 時間常數限制帶寬可以表示為

其中,Rs和Rl分別表示串聯電阻和負載電阻. 探測器電容由以下公式表示:

其中ε0εr為本征層的介電常數. 探測器的3 dB 帶寬可以表示為

吸收區材料采用In0.53Ga0.47As, 其介電常數為13.76, 探測器寬度設定為5 μm, 電子漂移速率ve=6.5×106cm/s , 空穴漂移速率為vh=4.8×106cm/s, 負載電阻和串聯電阻分別為Rl=50 Ω ,Rs=50 Ω. 通過(5)式計算了長度分別為20, 40,60 μm 的探測器3 dB 帶寬及最佳吸收區厚度對應值. 考慮到材料生長速率通常在4—5 A/min, 因此其厚度可以得到準確控制.

圖1 為數值計算的3 dB 帶寬隨吸收區厚度和臺面面積的變化曲線. 在綜合考慮響應度的情況下, 只有器件的有源區面積減小, 才能減小器件電容, 達到提高RC 時間常數限制帶寬目的. 器件的有源區厚度需綜合考慮, 一方面有源區厚度的增加能夠提高RC 時間常數限制帶寬, 另一方面減少有源區厚度能夠提高渡越時間限制帶寬. 由圖1 可見, 當臺面長度20 μm 時, 最佳吸收區厚度為460 nm, 渡越時間帶寬理論值為64 GHz, 對應的3 dB 帶寬約45.4 GHz. 因此, 吸收區InGaAs 厚度設計為最優值460 nm.

圖1 數值計算的不同吸收區厚度和面積對探測器帶寬的影響Fig. 1. Influence of different thickness and area of absorption region on detector bandwidth is obtained by numerical calculation.

2.2 倏逝波耦合波導型PIN 探測器物理模型構建

倏逝波耦合波導型PIN 物理模型以及外延結構見圖2 和表1. PIN 光電探測器位于稀釋波導上方, N 型重摻雜(Si 的摻雜濃度為 2×1018cm?3)的InGaAsP 為N 型接觸層, 其折射率介于波導芯與吸收區折射率之間, 以減少折射率突變帶來的回波損耗, 此外, 該接觸層的寬度要足夠大以引入多模分布, 使光場在其內呈現周期性振蕩分布, 類似多模干涉, 通過改變光電探測器(PD)臺面與波導間距可以控制吸收區中的光強分布, 從而改變器件的吸收效率.

表1 倏逝波導耦合PIN 探測器外延結構Table 1. Epitaxial structure of evanescent waveguide coupled PIN detector.

圖2 PIN 光電探測器3D 結構示意圖Fig. 2. 3D structure of PIN photodetector.

探測器吸收區InGa0.53As0.47和寬度設為5 μm,厚度為460 nm. 吸收波長大于1.69, 使其在很大范圍內有較高的光響應度. 在吸收區上方有一層0.41 μm 厚的隔離層InGa0.18As0.39P, 用于隔離開P 接觸層與吸收層, 減少P 接觸層與金屬電極對吸收區光吸收的削弱. 在隔離層兩面有約5 nm 厚的過渡層, 折射率介于隔離層與吸收層之間, 減少折射率突變帶來的回波損耗. 最上方為0.08 μm 厚的In0.53Ga0.47As P 接觸層, 其摻雜濃度高達1019cm–3,便于形成良好的歐姆接觸, 減小接觸電阻. 通過計算, 確立了探測器吸收區臺面面積(5 μm × 20 μm)、吸收區厚度(0.46 μm)及稀釋波導結構, 如表1所列. 圖2 為倏逝波耦合波導型PIN 的三維(3D)結構示意圖, 可以看到, 入射的高斯光(模斑尺寸為7 μm)首先在稀釋波導區發生模式轉換耦合,耦合進去的光逐漸傳輸到脊波導層中, 然后光沿著脊波導層傳輸到光學匹配層再慢慢向上耦合進入吸收區被吸收轉化為光生電流.

2.3 倏逝波耦合光電探測器光場傳輸模擬

借助光學軟件對倏逝波耦合光電探測器進行光場傳輸的模擬. 圖3 所示為倏逝波耦合光電探測器光場縱向傳輸強度分布圖, 可以看出, 入射的高斯光首先在稀釋波導區發生模式轉換耦合, 耦合進去的光逐漸傳輸到脊波導層中, 然后光沿著脊波導層傳輸到光學匹配層再慢慢向上耦合進入吸收區被吸收轉化為光生電流.

圖3 (a) 倏逝波耦合波導型探測器光場縱向傳輸強度分布; (b) 光場傳輸到脊波導時橫向電場截面圖; (c) 光場傳輸到光學匹配層時的橫向電場截面; (d) 光場被探測器吸收區吸收時的橫向電場截面圖Fig. 3. (a) Longitudinal propagation intensity distribution of evanescent coupled waveguide detector; (b) cross section of transverse electric field when light field propagates to ridge waveguide; (c) cross section of transverse electric field in optical matching layer; (d) cross section of transverse electric field when light field is absorbed by absorption region of detector.

為了進一步更加直觀地說明所設計器件的響應速率, 對器件進行了3 dB 帶寬的模擬. 在–5 V偏壓, 1 mW/cm2小信號下器件在10 MHz—105 GHz的頻率范圍內的動態響應如圖4 所示. 從圖4 可以得到器件的3 dB 帶寬對應的截止頻率為46.8 GHz,與計算值一致.

圖4 –5 V 偏壓, 1 mW/cm2 小信號下器件的高頻響應Fig. 4. High frequency response of the device under –5 V bias and 1 mW/cm2 small signal.

3 制備與測試

采用MOCVD 技術生長外延裸片. 整體工藝制備分成兩個部分: 鈍化前PN 結臺面的制備和鈍化后電極與倏逝波導制備, 如圖5 所示. 首先制備P 臺面, 采用干法ICP 刻蝕到P 吸收層, 然后使用濃硫酸腐蝕液腐蝕出吸收層形貌. 接著用相同腐蝕液制備出N 臺面, 再通過ICP 刻蝕出單模脊波導.使用PECVD 技術完成器件的鈍化, 再進行電極窗口和引線制備, 最后使用溴水腐蝕液制備出倏逝波導, 深度約5—6 μm.

圖5 工藝制備流程圖Fig. 5. Process preparation flow chart.

對制備的倏逝波耦合型探測器進行暗電流測試, 采用Keithley 4200 SCS 半導體參數儀共測試了16 個器件. 如圖6 所示, 器件在–3 和0 V 時的暗電流分別為215 和1.23 pA. 如此小的暗電流表明材料外延缺陷很少, 后期制備工藝對臺面表面形貌處理平滑, 制備的器件具有很高的探測靈敏度.

圖6 器件的暗電流特性Fig. 6. Dark current characteristics of devices.

設定可調諧激光器輸出光源波長為1550 nm,光功率為5 mW, 測試的16 個器件有源區尺寸為5 μm × 20 μm, 器件光響應電流如圖7 所示. 可以看出, 16 個器件的光電流最大值可以達到2 mA,對應的響應度為0.4 A/W; 最小值為1.65 mA, 對應的響應度為0.33 A/W. 解理時波導端面的粗糙度不同以及測試過程中的測量誤差都會導致器件最后的響應度差異. 此外, 由于接入波導是拉錐光纖, 自身存在至少1 dB 的損耗, 若按照1 dB 的損耗計算, 則從拉錐光纖輸出的光約為4 mW, 對應的響應度可以達到0.5 A/W.

圖7 器件在5 mW 功率下的光響應Fig. 7. Optical response of the device at 5 mW power.

使用矢量網絡分析儀對16 個探測器進行器件3 dB 帶寬的測試. 圖8 為使用–3 V 的偏壓對16 個器件進行高頻響應測試的結果. 可以看到,每個器件的3 dB 帶寬均在25 GHz 左右, 有的達到28 GHz, 陣列總帶寬達到400 GHz 以上, 可同時適用于雙信道200 Gbit/s 的相干接收系統和400 Gbit/s 的WDM 接收系統. 進一步減小吸收區有效面積和優化合金條件可以進一步提高器件的帶寬.

圖8 器件在–3 V 偏壓下的高頻響應Fig. 8. High frequency response of the device under –3 V bias.

圖9 為16 個器件的3 dB 帶寬值, 可以看出, 16 個器件中帶寬最大值為28 GHz, 最小值為22.5 GHz,最大值與最小值相差僅為5.5 GHz, 表明16 個器件具有很好的探測均勻性.

圖9 16 個器件的高頻變化Fig. 9. High frequency variation of 16 devices.

4 結 論

本文報道了一款銦磷基低暗電流、高帶寬倏逝波耦合型PIN 探測器仿真設計和制備工作. 倏逝波耦合型探測器由稀釋波導、單模脊波導和PIN光電二極管構成. 通過對探測器帶寬的理論計算,得到了最大帶寬值45.4 GHz 對應的有源區最佳面積5 μm × 20 μm 和最佳厚度460 nm; 利用仿真軟件模擬了設計的探測器的3 dB 帶寬為46.8 GHz,與理論計算保持一致; 進一步, 成功制備出了16 個PIN 探測器陣列, 器件在–3 和0 V 時獲得了非常小的暗電流, 分別為215 和1.23 pA; 在有源區面積僅為5 μm× 20 μm 時獲得了較高的光響應度, 即0.5 A/W(無增透膜); 單個探測器的3 dB 帶寬均保持在25 GHz 以上, 系統總帶寬可達到400 GHz. 所制備的探測器陣列可應用到400 Gbit/s 的WDM接收系統和200 Gbit/s 的相干接收系統.