用于中子發生器加速極電源的高頻變壓器設計

劉天賜，喬 雙

(東北師范大學物理學院，吉林 長春 130024)

0 引言

中子管利用加速極電源高壓將離子源產生的離子引出并加速轟擊靶極，與吸附在靶極上的氘氚氣體發生核反應，從而釋放中子.按照氘氚反應截面，為了產生元素分析、石油測井所需要的中子產額，中子管需要加-90～-120 kV的高壓.由于中子管束流一般小于100 μA，因此加速極電源的功率要求不是很高.而加速極電源中的核心部件是高頻變壓器.目前市場上的變壓器有的體積龐大而笨重，有的功耗大、效率低，均不適用于中子發生器.因而研制一種體積小、重量輕、低功耗的變壓器具有很高的工程應用價值.對于高頻變壓器來說，當電壓變化率較大時，必須考慮分布電容和漏感等因素引起的電壓波形畸變[1-4].本文的設計思路是增加去磁回路抑制變壓器偏磁問題，采用分段分組繞制法減小分布電容.通過脈寬調制芯片SG3525輸出兩路占空比可調、相位相反的PWM信號，經過高頻變壓器后輸出高壓.

1 SG3525的功能簡介

圖1 SG3525芯片功能引腳圖

SG3525是美國硅通用半導體公司的產品，其內部具有參考電壓產生電路、振蕩器、誤差放大器和軟啟動控制電路等[2].通過調節SG3525的5腳電容CT和6腳電阻RT改變PWM的頻率.調節9腳COMP的補償電壓改變輸出脈寬.SG3525芯片功能引腳圖如圖1所示.

2 設計方案

推挽電路中變壓器雙向勵磁，通態損耗小，驅動電路簡單.加速極電源需要輸入與輸出端隔離，因此主電路選用隔離型推挽結構.這種結構適合低壓輸入變換場合，鐵芯利用率高，有利于減小變壓器的體積和質量.開關器件選取IGBT，其耐壓為輸入電壓峰值的2倍，通過計算選取G40N60.

推挽電路由脈寬調制芯片SG3525、開關管Q1和Q2、一個帶有中心抽頭的變壓器T和假負載組成.變壓器初級線圈由中心抽頭分為N11和N12兩部分，兩個開關管的漏極各連接到N11和N12的一端，輸入電壓接在變壓器中心抽頭和兩個開關管源極之間.UG1和UG2是開關管柵極輸入的矩形脈沖，驅動Q1和Q2交替導通.推挽變換電路如圖2所示.

圖2 推挽變換電路

3 變壓器設計

3.1 磁芯選擇

目前，變壓器磁芯材料有以下幾種：鐵氧體、坡莫合金和非晶合金.選擇磁芯材料時，磁通密度、磁導率、磁芯損耗以及材料價格是重要考慮因素[3-4].其中鐵氧體價格低廉，材質與磁芯規格齊全，高頻損耗較小.它的初始磁導率比非晶合金低得多，磁化曲線具有緩慢飽和的特性，對于推挽變壓器的設計比較有利，同時減少偏磁的影響.綜合考慮，高頻變壓器磁芯選擇錳鋅鐵氧體.

3.2 磁通密度

為了避免高頻變壓器磁芯飽和，工作磁通密度小于飽和磁通密度的1/3.錳鋅鐵氧體飽和磁通密度為0.5 T，因此工作磁通密度為0.16 T.

3.3 磁芯參數

根據功率變壓器設計的經驗，選擇雙UY16錳鋅鐵氧體磁芯(磁芯參數見表1)，通過計算磁芯的輸出功率，驗證磁芯功率容量的合理性.

表1 UY16磁芯參數

3.4 變壓器設計方法

變壓器常用的設計方法有兩種，分別是AP法和Kg法[5].AP法根據變壓器傳輸功率求出磁芯窗口面積Aw與磁芯截面積Ae的乘積AP，查表找出磁芯編號，再設計變壓器原、副邊繞組[5-7].本文采用AP法設計變壓器，確定該法設計的變壓器滿足要求.

利用AP法選取磁芯的計算式為[5]

(1)

式中：PT為變壓器的視在功率(W)；Ae為磁芯截面積(mm2)；Aw為磁芯窗口面積(mm2)；Bw為磁芯工作磁通密度(T)；f為開關頻率(Hz)；ku為波形系數，方波的波形系數取為4；kc為繞組窗口填充系數，典型值取為0.4；J為導線的電流密度，一般取4 A/mm2.

3.5 變壓器型號

(1)式中變壓器的視在功率與電路結構相關[5].變壓器原邊有中心抽頭，副邊輸出交流電壓，PT計算公式為

(2)

將PO=100 W，η=0.85代入，得到PT為266 W.考慮20%的裕度，通過計算得到AP=15 585.6 mm4.查閱磁性元件手冊，選擇UY16鐵氧體磁芯，該磁芯具有較大的矩形截面積、寬窗口、形狀簡單和繞制方便等優點，磁芯外形結構如圖3所示.

圖3 磁芯外形結構

本次設計的變壓器磁芯，其參數選擇如下：

a=60.67 mm；b=30.50 mm；c=17.00 mm；e=18.17 mm；f=30.14 mm；Ae=176.60 mm2.

窗口面積為

AP=B×E×Ae.

(3)

經過計算，變壓器符合設計要求.

3.6 繞組匝數

(1) 原邊繞組匝數

為保證一個周期內磁芯順利復位，電路中每個開關管的占空比設為40%，則變壓器的原邊匝數為

(4)

式中：T為方波周期；ΔB為磁通密度變化量，等于2BW；Uinmax為變壓器原邊輸入電壓最大值.

計算可得原邊繞組匝數為22匝，由于有兩個原邊，因此原邊繞組匝數共有44匝.

(2) 副邊繞組匝數

副邊匝數可為

(5)

副邊匝數為8 800匝.

3.7 繞組導線的選擇

高頻變壓器輸出電壓12 kV，輸出電流6 mA，輸出功率72 W.本文將變壓器最大輸出功率設為100 W.假設變壓器效率為85%，則初級電流公式為

(6)

式中：I1為變壓器初級電流(A)；η為推挽變壓器效率；PO為輸出功率(W).

將數據帶入公式(6)中，計算可得初級電流為1.96 A.

在常規設計變壓器時繞組電流密度選取4 A/mm2(由于有中間抽頭，I1乘以0.707)，則初級繞組導線面積計算公式為

(7)

式中：S1為初級繞組導線面積(mm2)；I1為初級繞組電流(A)；J為電流密度4 A/mm2.

變壓器次級輸出最大電流為6 mA，由計算可得次級繞組導線面積公式為

(8)

式中：S2為次級繞組導線面積(mm2)；I2為次級繞組電流(A)；J為電流密度4 A/mm2.

經計算得出導線線徑結果，留出裕量后，初級繞組選擇直徑為0.8 mm的漆包線，次級繞組選擇直徑為0.05 mm的絕緣線.

3.8 變壓器的繞組結構

圖4 高頻變壓器實物圖

變壓器發生串聯諧振時，電容兩端電壓高出工作電壓，增大對變壓器耐壓的要求.因而在變壓器繞制過程中，需要減少分布電容和漏感.假設各層電容相等，繞組共有m層，其中分布電容C次=N次C/m.式中C為次級繞組電容，N次為次級繞組匝數.當N次一定時，層數越多分布電容越小[8].為了減小分布電容，采取分段分組繞制法增加層數，減小每層匝數[9].分段分組繞制法還較好地解決了變壓器的絕緣問題[10].高頻變壓器實物如圖4所示.

3.9 高頻變壓器的偏磁抑制

偏磁是變壓器鐵芯工作磁滯回線中心點偏離零點，正反向脈沖過程中磁通工作狀態不對稱的現象，即正、負半波的伏秒數不相等[11].變壓器磁通隨著周期的重復逐次增加，鐵芯出現飽和，導致勵磁電流增加而燒壞開關管，因此在設計變壓器時必須消除直流偏磁現象[12].本文采用的方法是增加去磁回路和容性元件，對直流進行隔離.選擇合適的電容和電感，抑制直流偏磁和減小開關器件的損耗[13].圖5為抑制變壓器偏磁的逆變電路原理圖.

圖5 抑制變壓器偏磁的逆變電路

4 高頻變壓器測試分析

4.1 變壓器參數測試

高頻變壓器決定加速極電源性能的好壞，實際應用中由于容量、損耗、電磁干擾等外界因素，使得變壓器的效率不穩定，因此提高效率與電路的穩定性是很重要的一項工作.本文分別在輸入為5，10，15 V的情況下進行測試，實驗數據如表2所示.

表2 輸出電壓隨頻率變化的測試結果

由表2可知，當變壓器頻率為20 kHz時，輸出電壓峰值最高.

4.2 輸出性能測試

為了讓測試更加貼近實際應用，本文對高頻變壓器帶負載(R=2 MΩ)測試，測量電阻為2 kΩ.在10，15，20，25 kHz 4種頻率的測試情況下，電壓和電流的輸出特性如表3—6所示.

表3 頻率10 kHz時的測量結果

表4 頻率15 kHz時的測量結果

表5 頻率20 kHz時的測量結果

表6 頻率25 kHz時的測量結果

由負載條件下的電壓和電流的關系可知，變壓器實現輸出電壓0～12 kV連續可調，效率達到84%.本文分別采用10，15，20，25 kHz 4種頻率對變壓器進行測試，測試結果如表7和8所示.

表7 頻率為10和15 kHz時的測試結果

表8 頻率為20和25 kHz時的測試結果

利用示波器測試不同頻率下的高頻變壓器的輸出功率和轉換效率.當頻率為20 kHz時，盡管低于25 kHz時的轉換效率，但是其輸入低壓時，輸出電壓峰值最高.最后得出的效率與假設計算時的效率相符合.綜合考慮，采用20 kHz作為變壓器工作頻率.

根據電磁感應定律可以證明[14]

E1=4.44fN1BwS.

(9)

式中：f為變壓器頻率(Hz)；N1為繞組匝數；Bw為磁芯工作磁通密度(T)；S為鐵芯截面積(mm2).

當額定電壓E1一定時，頻率f和磁通密度Bw成反比例關系.隨著頻率的升高，磁通密度減小，變壓器磁芯鐵耗和勵磁電流也減小.則有

(10)

式中：P1為變壓器輸入功率(W)；P2為變壓器輸出功率(W)；PFe為變壓器磁芯鐵耗(W)；PCu為變壓器繞組損耗(W).

變壓器在空載情況下測得的功率存在磁芯鐵耗和繞組損耗，繞組損耗對應的電流很小，因此變壓器消耗的功率近似認為是磁芯鐵耗.在高頻變壓器中，繞組損耗大小取決于負載電流.負載電流與初級電壓成正比例關系，但是增加的幅值非常小，可忽略不計.根據(9)式和(10)式可知，當頻率升高時，效率也隨之增大.

4.3 負載波形測試

高頻變壓器測試電路的負載使用大阻值、小功率的電阻.基于推挽電路設計方式，負載兩端接入的是上千伏高壓，考慮到示波器的耐壓值，測試波形需要取樣電阻和高壓探頭，避免損壞測試設備.最終得到的變壓器原、副邊電壓波形(如圖6所示).

圖6 變壓器原、副邊電壓波形

由圖10可知，脈沖調制芯片輸出兩路頻率為20 kHz的PWM波，它們占空比相同，相位相差180°，驅動IGBT實現推挽的功能.變壓器副邊輸出正弦交流信號，波形平滑且無失真.

5 總結

本文根據中子發生器的工作要求，詳細介紹了加速極電源高頻變壓器的設計過程和實驗結果.在大量實驗數據的基礎上，分析頻率與功率、輸出電壓、效率之間的關系.實驗結果表明，高頻變壓器低壓輸入時，輸出電壓波形在頻率取10～25 kHz范圍內有先增后減的趨勢.當頻率為20 kHz時，輸出電壓幅值最大.為了進一步確定變壓器的工作頻率，將頻率為10，15，20，25 kHz時的測試數據逐個比較，效率分別提升了11.96%，16.73%，6.05%.與此同時，隨著頻率的提升，僅需更少的輸入電壓就能實現12 kV高壓輸出.綜合考慮，最終確定高頻變壓器的工作頻率為20 kHz，效率達到84%，變壓器的設計滿足了課題的要求.