便攜式充電CRM圖騰柱功率因數校正過零檢測延遲與交錯相位誤差補償控制

王生東 李浩然 顧占彪 張之梁 任小永

便攜式充電CRM圖騰柱功率因數校正過零檢測延遲與交錯相位誤差補償控制

王生東1李浩然2顧占彪3張之梁1任小永1

（1. 南京航空航天大學自動化學院 南京 211106 2. 安徽大學電氣工程與自動化學院 合肥 230039 3. 中國電子科技集團公司第十三研究所 石家莊 050051）

圖騰柱功率因數校正（PFC）被廣泛應用于電動汽車充電機以提高充電效率。該文提出考慮零電壓開通（ZVS）裕度和輕載頻率限制的全范圍ZVS控制模型，全電壓范圍內實現完全ZVS開通。分析了電流過零檢測（ZCD）延遲對輸入電流總諧波畸變率（THD）的影響，提出基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法，滿載電流THD降低1.4%。針對兩相交錯相位誤差，提出考慮開關周期變化量的相位誤差補償方法，提高交錯精度，滿載THD進一步降低0.5%。最后，搭建了一臺3kW便攜式充電機，驗證所提控制策略的有效性，充電機前級圖騰柱PFC最高效率為98.8%，整機最高充電效率為96.6%，滿載THD為2.4%，相比補償前降低1.9%。

便攜式充電 臨界電流模式 圖騰柱功率因數校正 電流過零檢測 交錯并聯

0 引言

電動汽車因其高效的能源利用率而受到廣泛關注[1-3]，車載充電機作為電網與電動汽車動力電池的能量交互接口，成為電動汽車的核心零部件。與車載充電機相比，便攜式充電機在出現故障時可以輕松更換，無需整車維修，售后維護成本顯著降低，但要求質量輕、體積小、效率高，因此高效率和高功率密度是極其重要的指標[4]。

文獻[5]提出了兩級式SiC車載充電機拓撲架構，如圖1所示，前級交錯并聯圖騰柱功率因數校正（Power Factor Correction, PFC）變換器工作在連續電流模式（Continuous Current Mode, CCM），實現單位功率因數校正，后級全橋LLC諧振變換器作為電動汽車電池接口，實現高效率的高頻隔離。

圖1 兩級式車載充電機拓撲

CCM模式下圖騰柱PFC工作在硬開關狀態，器件開關損耗限制了開關頻率的提升，從而導致PFC電感體積難以減小，限制了便攜式充電機功率密度的提升。另一方面，高母線電壓導致硬開關狀態下CCM圖騰柱PFC的開關損耗更大，充電機效率難以提高。臨界導通模式（Critical Conduction Mode, CRM）圖騰柱PFC具有零電壓開關（Zero Voltage Switching, ZVS）能力，有助于提高開關頻率，從而減小電感體積，提升充電機功率密度。

對于CRM圖騰柱PFC，當in＞0.5bus時，由于電感中存儲的能量不足，無法自然實現ZVS[6]。為了保證全工頻電壓范圍內實現ZVS，基本控制思路是延長同步整流（Synchronous Rectifier, SR）開關管的導通時間，使電感電流達到主開關管ZVS開通所需的負電流[7-8]。然而，文獻[7]中ZVS只能在一個瞬間實現，開關管不能逐周期實現完全ZVS，因而產生部分開通損耗，導致效率降低。另外，輕載情況下，變換器開關頻率將顯著提高，嚴重影響輕載效率和控制的實現。文獻[9]提出一種自適應控制方法，同時考慮了ZVS裕度和輕載頻率限制，但控制比較復雜，且沒有考慮零電流檢測（Zero-Current-Detection, ZCD）延遲的影響。

CRM圖騰柱PFC電感電流通常采用滯環電流控制[10-11]和變導通時間控制[12-13]兩種控制方法。滯環電流控制可以在滯環內很好地調節電感電流峰值和谷值，但在高頻應用中瞬時電流檢測尤其具有挑戰性。變導通時間控制通過ZCD獲得電感電流過零信號，并通過實時計算的導通時間來實現開關管動作。該方法雖然避免了高頻瞬時電流檢測，但卻對電流過零信號的準確檢測有一定依賴，在實際應用中，ZCD電路、驅動電路及數字控制器中都存在信號傳播延遲[14]，實際ZCD存在延遲時間d，該延遲時間將導致SR延時導通時間過長，電感電流偏離正常軌跡，進而影響輸入電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）。

文獻[14]提出了傳統CRM Boost PFC的ZCD延遲補償方法，根據數值關系用兩個電感電流過零點之間的時間差減去ZCD延遲時間。然而，圖騰柱PFC軟開關控制中，由于存在SR管延時導通時間ex，且ex與ZCD延遲d沒有定量數值關系，因此該方法不適用于圖騰柱PFC。

另外，CRM圖騰柱PFC的另一個缺點是電流紋波大，導致更高的導通損耗及惡劣的差模噪聲。采用兩相交錯并聯技術，利用紋波消除效應，可以有效減小總輸入電流紋波，同時減小濾波器體積[15-16]。然而，CRM圖騰柱PFC的開關頻率是時變的，導致精確的交錯控制難以實現，文獻[8]分析了移相時間為時鐘周期整數倍所導致的離散相位誤差對THD和差模噪聲的影響，但沒有考慮由于開關周期變化量所引起的交錯相位誤差。

針對便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC，本文提出考慮ZVS裕度和頻率限制的全范圍ZVS控制模型，在全電壓范圍內實現完全ZVS開通，輕載狀態下限制最高開關頻率，提高輕載效率；提出基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法，改善輸入電流的THD。針對兩相交錯并聯相位誤差，提出考慮開關周期變化量的相位誤差補償方法，提高相位交錯精度，進一步降低THD。最后，搭建了一臺3kW充電機樣機，驗證了所提控制策略的有效性。

1 考慮ZVS裕度和頻率限制的CRM圖騰柱PFC全范圍ZVS控制

為了在全電壓范圍內完全實現ZVS開通并提高輕載效率，提出了綜合考慮ZVS裕度和頻率限制的在線時間計算ZVS控制模型，該模型適用于全輸入電壓和全負載范圍的ZVS控制。

1.1 全范圍ZVSCRM圖騰柱PFC基本工作原理

便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC電路如圖2所示，Q1～Q4為高頻開關管，Q5和Q6為工頻管，s為ZCD檢測電阻。

圖2 交錯并聯CRM圖騰柱PFC

圖3所示的理論工作波形和狀態平面軌跡說明了全范圍ZVS CRM圖騰柱PFC的基本工作原理，為簡化分析，這里只討論單路工作的基本原理。另外，本文所有的分析都是基于輸入電壓正半周期展開討論，對負半周期的分析與正半周期相類似，唯一的區別是主開關管和SR管的角色互換。

圖3 理論波形和狀態平面軌跡

階段1[0,1]：對應主開關管導通時間on_act，此階段主開關管Q2導通，SR管Q1關斷，電感電流從0線性上升。

階段2[1,2]：對應諧振時間r1，此時間間隔內開關管Q1和Q2均關斷。電感1與開關管結電容oss諧振，Q2漏源極電壓ds2從0充電至bus，此階段內電感電流峰值為pk。

階段3[2,3]：對應SR管開通時間SR，在此時間間隔內，開關管Q1導通，Q2關斷，電感電流i1線性下降到0，產生ZCD信號。

階段4[3,4]：對應SR管Q1延長導通時間ex，Q1仍然導通，Q2關斷，電感電流i1從0線性下降。

階段5[4,5]：對應諧振時間r2，在此時間間隔內Q1和Q2均關斷。電感1與開關管結電容oss諧振，ds2從bus放電到0，電感電流谷值為val。

階段6[5,0]：對應ZVS時間ZVS，此階段內ds2被鉗位到零，Q2在ZVS時間內可以實現零電壓開通。

1.2 基于ZCD和在線時間計算的ZVS控制策略

根據單個開關周期內的工作原理分析，基于ZCD信號的開關管動作時刻如圖4所示，以ZCD信號為DSP時基計數器置零點，需要分別實時計算SR開關管Q1的關斷時刻sr_off、開通時刻sr_on、主開關管Q2的開通時刻act_on及關斷時刻act_off。

圖4 基于ZCD信號的開關管動作時刻

正半周期內主開關管動作時刻可表示為

其中，主開關導通時間on_ac包括恒定部分on_c和變化的部分on_var。

SR管開通和關斷時刻分別為

SR管驅動信號可由主開關管驅動在PWM模塊中插入死區獲得，死區時間分別為r1和r2。

圖5 數字控制框圖

1.3 考慮ZVS裕度和頻率限制的ZVS控制模型

在傳統CRM圖騰柱PFC控制中，全輸入電壓范圍內實現ZVS的條件為ZVS≥0，此時ZVS只能在一個瞬間實現，在實際應用中，ex隨著in的變化而變化，無法保證在每個開關周期中完全實現ZVS。此外，輕載狀態下，圖騰柱PFC的開關頻率將大大提高，過高的開關頻率對輕載效率、控制器實現具有挑戰性。因此本文將ZVS時間裕度和最高開關頻率作為導通時間在線計算模型的約束條件，并由此確定SR管延長導通時間ex，諧振時間r1、r2，以及主開關的導通時間的變化部分on_var。

電感電流谷值val和諧振半徑2的關系為

式中，n為特征阻抗，即

電感峰值電流pk由谷電流val和電感的平均電流avg決定，公式為

電感平均電流為

采用SPSS 22.0對日平均氣壓、日氣壓差、日平均氣溫、日氣溫差、日平均水汽壓、日平均相對濕度、日降水量、日平均風速、日極大風速、舒適度指數等氣象因素與面神經炎發病情況進行分析，計數資料采用χ2檢驗，計量資料采用t檢驗，不適用χ2檢驗和t檢驗資料，采用非參數檢驗。以P＜0.05為差異具有統計學意義。

主開關管導通時間on_ac時間段內電感電流線性上升，峰值電流pk可用on_ac表示為

由式（7）～式（11），可得

根據狀態平面軌跡，ZVS時間裕度ZVS及諧振時間r1、r2可表示為

式中，r為諧振角速度，即

（1）最小ZVS時間約束

根據最小的ZVS時間裕度要求，ZVS時間ZVS應不小于最小ZVS時間裕度ZVS_min，即

結合式（13）和式（17），可得滿足ZVS最小時間裕度要求的諧振半徑2_ZVS約束為

（2）最高開關頻率約束

對于開關頻率限制要求，應滿足

為了簡化開關周期s的計算，將電感電流近似為以val為最小值、pk為最大值的三角波。因此，開關周期s和開關頻率s可以表示為

由式（7）～式（11），可得

由式（7）和式（21）可得滿足最高開關頻率約束的最小諧振半徑為

綜上所述，為同時滿足ZVS時間裕度和最大開關頻率限制的要求，諧振半徑2應取兩個約束條件下的更大值，由式（18）、式（22）可得

將式（23）代入式（6）、式（12）～式（15）可得同時滿足ZVS裕度和最大開關頻率限制的導通時間計算模型，通過實時計算即可獲得各開關管精確的開通和關斷時刻，從而實現全電壓范圍ZVS控制。

2 ZCD延遲補償控制

2.1 ZCD電路及其延遲時間

圖6所示為ZCD信號檢測電路，由高速比較器、RC濾波器和數字隔離器及DSP組成。ZCD電路通過檢測電流采樣電阻s兩端的電壓情況，獲取電感電流過零點信息。

ZCD信號的檢測與傳輸環節存在兩部分延遲，第一部分為高速比較器、濾波器以及數字隔離器所產生的硬件延遲，該硬件延遲可以通過器件數據手冊獲得，如圖6所示，高速比較器（ADCMP601）延遲時間約為3.5ns，RC濾波器延遲時間約為10ns，數字隔離器（ADUM1100）延遲時間約為12 ns；第二部分延遲為DSP信號處理延遲，ZCD電路對高d/d和d/d噪聲特別敏感，而錯誤的ZCD信號將導致開關誤動作，導致過電流甚至損壞器件。為避免檢測到錯誤的ZCD信號，通常在DSP中設置窗口保持時間，本文設置為90ns，因此產生DSP信號處理延遲。這兩部分延遲時間共同組成ZCD延遲時間d，本文實際樣機中d約為120ns。

圖6 ZCD電路

2.2 ZCD延遲的影響

ZCD延遲導致電感電流偏離理想運行軌跡，SR管關斷時刻相比理想情況延遲d，電感電流谷值降低，由d引起的電感電流谷值變化量Δval為

為保持輸出功率不變，外環PI控制器輸出將會增加Δon_c以延長主開關管導通時間，且穩態下Δon_c為一個恒定值，Δon_c時間內對應電流變化量ΔPI為

平均電流的變化量Δavg可表示為

Δival和ΔiPI隨時間和輸入電壓的變化而變化，圖7給出了由ZCD延遲導致的電感電流在半個工頻周期內的變化曲線，可以看出，半個工頻周期內電感平均電流變化量不為零，輸入電流發生畸變。

圖8給出了滿載條件下單路電感電流計算輪廓曲線，對比理想情況下的波形，可以看出，由于ZCD延遲時間d的影響，輸入電壓峰值處，電感電流峰值增加了2.3 A，輸入電壓過零點處，電感電流谷值下降2.1 A，電流紋波增大，產生額外的關斷和導通損耗，且平均電流發生畸變，導致THD增大。

圖8 理想情況與帶延遲情況下的電感電流比較

2.3 基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法

為了補償ZCD延遲，對所提CRM圖騰柱PFC在線時間計算解析模型進行補償。由于ZCD延遲增大了SR管的實際延長導通時間，因此可以在SR管原始延長導通時間ex的基礎上減去ZCD延遲時間d，從而使總體延長導通時間保持不變。

根據所提在線時間計算解析模型，圖9分別給出了滿載、50%負載及30%負載下SR開關管延長導通時間tex，可以看出，tex隨時間、負載等因素變化，且不能保證工頻周期內tex一直大于td，當tex＜td時，無法通過式（27）直接補償。

當ex＜d時，令ex=0，則此時SR管實際延長導通時間即為ZCD延遲時間d，由式（6）可得此時對應的諧振半徑2_d為

將式（28）代入式（12）～式（15）即可求得主開關管導通時間act_on，ZVS時間ZVS，以及諧振時間r1、r2，此時SR管延時導通時間ex=0。

綜上所述，可將2_d作為ZCD延遲補償約束條件嵌入所提在線時間計算解析模型中，結合ZVS時間裕度約束以及最高頻率限制約束，諧振半徑2取三個約束條件下的最大值

此時原模型中的SR管延時導通時間ex修正為

模型中主開關管導通時間act_on、ZVS時間ZVS，以及諧振時間r1、r2計算模型仍然保持式（12）～式（15）不變。由式（30），當2取2_d時，ex_d自然為0。

將式（29）和式（30）代入所提在線時間計算解析模型中即可求得ZCD延遲補償后的各階段時間。

圖10給出了ZCD延遲補償后單路滿載電感電流波形，可以看出，基于考慮ZCD延遲補償的在線時間計算模型，電感電流平均值avg保持理想情況不變，輸入電流沒有畸變。在ex＞d區域，ZCD延遲d被完全補償，電感電流紋波沒有增加，在ex＜d區域，電流紋波略有增大，但電感電流平均值仍保持不變。

圖10 延遲補償后的滿載電感電流波形

圖11給出了ZCD延遲補償前后輸入電流THD計算結果對比，滿載狀態下補償后的THD相比補償前降低1.5%。

圖11 ZCD延遲補償前后輸入電流THD計算結果對比

對于不同應用的實際系統，所提ZCD延遲補償策略的模型是一致的，不受具體延遲時間數值影響。對于不同應用，ZCD電路硬件延遲部分可以根據實際硬件的數據手冊獲得，而DSP信號處理延遲時間保持為設定值不變，不隨主控芯片的不同而變化，因此所提ZCD延時補償控制策略具有通用性。

3 交錯并聯相位誤差補償控制

3.1 兩相交錯并聯相位誤差的產生

CRM模式下圖騰柱PFC電流紋波大，限制了單路功率等級的提升。為滿足便攜式充電機功率需求，同時減小輸入電流紋波，本文采用兩路交錯并聯拓撲，控制框圖如圖5所示，采用開環控制方法，由主相ZCD信號觸發時基計數器清零，從相計數器清零時刻比主相滯后0.5個開關周期，實現從相與主相的180°交錯，典型波形如圖12所示。

圖12 兩相交錯并聯典型波形

如圖12所示，為實現兩相180°交錯，理想狀態下從相滯后主相時間為主相當前周期的一半，即

然而，由于從相計數器清零時刻主相的當前開關周期還沒有結束，因此此時采集的主相開關周期為前一個開關周期s_n-1，如圖13所示。此時，從相滯后于主相的時間為

由于CRM圖騰柱PFC的開關頻率隨時間變化，相鄰兩個開關周期時間不相等，因而導致了交錯相位誤差，如圖13所示，兩相交錯角度偏離180°。

圖13 交錯相位誤差的影響

根據所提在線時間計算模型，圖14給出了半個工頻周期內導通時間on、關斷時間off以及開關周期s隨時間變化的曲線，可以看出，開關周期隨時間變化且越靠近交流電壓過零點其變化率越大。

圖14 半個工頻周期器內開關周期曲線

綜合考慮效率和功率密度，便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC的工作頻率設計為200～400kHz。選用TI公司DSP芯片（TMS320F280049C）實現所提數字控制算法，將DSP中ADC采樣、PI計算、在線時間計算、PWM更新等控制環節串聯執行，總數字控制周期約為12μs，考慮DSP的CPU利用率不高于80%，DSP中斷周期設為15μs，即每2～4個開關周期執行一次控制中斷。

圖15為相鄰開關周期和相鄰控制周期下CRM圖騰柱PFC開關周期變化率曲線，工頻過零點死區時間設為200μs，相鄰控制周期內最大變化率為8.8%，相鄰開關周期內最大變化率為2.9%，該變化率將導致兩相交錯的角度偏離180°，電流紋波不能有效抵消，從而影響輸入電流THD。

3.2 考慮開關周期變化量的相位誤差補償方法

雖然選用更高主頻的主控芯片，提高控制頻率，可以減小相位誤差，但即使控制頻率等于開關頻率，過零點兩側的相位誤差依然存在且不可忽略，而且更高主頻的主控芯片必然導致成本顯著增加。因此本文提出一種更通用的相位誤差補償方法。

交錯相位誤差補償示意圖如圖16所示，相鄰控制周期內檢測到的開關周期變化量可以表示為

圖16 交錯相位誤差補償

Fig.16 Interleaving phase error compensation

由于相鄰開關周期的Δs變化極小，可以忽略，因此可以將Δs補償到開關周期s中，即可獲得補償后的滯后時間

如圖16所示，將開關周期的變換量Δs補償到交錯控制的滯后時間phs中，即可消除開關周期變化率大的影響，提高交錯精度，降低THD。

表1給出了不同主控芯片下相位誤差補償對比，開關周期測量時刻為輸入電壓工頻周期15°時刻，輸入電壓AC220V，母線電壓500V。由表1可以看出，中斷周期由15μs增大為25μs時，補償后的相位誤差由0.6%增大為1.5%，補償精度有所下降。但對于不同的主控芯片，相位誤差補償率均達到80%以上，因此本文所提相位誤差補償策略在不同主控芯片下具有通用性。

表1 不同主控芯片下的相位誤差對比

4 實驗驗證

4.1 實驗樣機

為了驗證所提控制策略的有效性，本文搭建了一臺3kW便攜式充電機樣機，如圖17所示，采用CREE公司的SiC MOSFET（C3M0065090D）作為開關器件，充電機詳細參數見表2。

圖17 便攜式充電機實驗樣機

表2 便攜式充電機電路參數

Tab.2 Circuit parameters of portable charger

4.2 實驗波形

圖18給出了充電機前級CRM圖騰柱PFC的滿載運行波形。由圖中可以看出，輸入電流被控制為良好的正弦波，功率因數PF達到0.998。

圖18 CRM圖騰柱PFC實驗波形

圖19所示為未考慮ZVS裕度下的實驗波形，主開關管開通時刻滯后于ZVS瞬間，開關管Q2開通時，ds2不為零，只能實現部分ZVS。

圖20給出了滿載條件下考慮ZVS裕度的實驗波形，設置最小ZVS開通時間裕度為30ns，軟開關不再局限于一瞬間實現，可以看出全工頻周期范圍內開關管完全實現ZVS開通。

圖19 無ZVS裕度實驗波形

圖20 考慮ZVS裕度的全范圍軟開關實現波形

圖21給出了半載條件下最高開關頻率限制實驗波形，通過延長主管和SR管的導通時間，最高開關頻率限制在400 kHz，避免了輕載下由于開關頻率過高導致關斷損耗過大，提高了輕載效率。

圖21 半載最高頻率限制400 kHz

圖22給出了ZCD延遲補償前后滿載實驗波形對比，輸入電壓AC220V，母線電壓400V，補償前輸入電流存在明顯畸變，電感電流峰值為23.1A。補償后輸入電流無畸變，電感電流峰值降低到20.8A，輸入電流THD下降1.5%。

圖22 ZCD延遲補償前后實驗波形對比

圖23給出了滿載條件下交錯相位誤差補償前后的實驗波形。如圖23a所示，無相位補償條件下，從相滯后主相的時間phs大于主相周期的一半，兩路交錯相位誤差為8.5%。如圖23b所示，加入相位誤差補償后，相位誤差降低到0.4%。

圖23 交錯相位誤差補償前后實驗波形對比

相位誤差補償前后輸入電流波形對比如圖24所示，補償前由于存在相位誤差，電流紋波不能有效抵消，輸入電流過零點兩側存在較大電流紋波，補償后兩相交錯180°，電流紋波有效抵消。

圖25分別給出了三種情況下的輸入電流THD對比，同時補償情況下滿載THD為2.4%，比無補償時降低1.9%。500W負載下同時補償時THD為4.3%，比無補償時降低4.6%。

圖25 輸入電流THD測量結果對比

圖26給出了充電機前級CRM圖騰柱PFC效率曲線，400V母線電壓下滿載效率為98.6%，峰值效率為98.8%。輕載工作時，限制了最高工作頻率，400 V母線電壓，20%負載下的效率為98.2%。

圖26 CRM圖騰柱PFC效率曲線

圖27給出了便攜式充電機后級LLC變換器滿載實驗波形，電池電壓為350V，母線電壓為500V，可以看出，LLC完全實現零電壓開通。

圖28給出了充電機整機充電效率曲線，350V電池電壓下滿載效率為96.2%，峰值效率為96.6%。

相比于文獻[12]傳統CRM Boost PFC變導通時間控制只能實現部分ZVS開通，本文所提在線時間計算控制模型實現了全電壓范圍ZVS開通；相比于文獻[13]CRM圖騰柱PFC控制模型未考慮輕載頻率限制，本文在全范圍ZVS控制的基礎上增加了輕載頻率約束，提高全負載范圍充電效率；文獻[14]ZCD延遲補償方法僅適用于傳統Boost PFC，本文提出適用于CRM圖騰柱PFC的ZCD延遲補償策略，在全范圍ZVS控制的基礎上，有效降低了輸入電流THD。

圖27 LLC實驗波形

圖28 便攜式充電機整機效率

5 結論

本文針對便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC，提出了綜合考慮ZVS裕度和輕載頻率限制的ZVS控制模型，全電壓范圍內實現完全ZVS開通，在輕載條件下限制了最高開關頻率，提高了全負載范圍的充電效率。分析了ZCD延遲對輸入電流THD的影響，提出基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法，滿載輸入電流THD降低1.4%。分析了兩相交錯相位誤差的影響，提出了考慮開關周期變化量的相位誤差補償方法，提高交錯精度，滿載THD進一步降低0.5%。最后，本文搭建了一臺3kW便攜式充電機實驗樣機，驗證了所提全范圍ZVS控制模型以及補償控制方法的有效性，充電機前級圖騰柱PFC最高效率為98.8%，整機最高充電效率為96.6%，滿載THD為2.4%，比補償前降低1.9%。

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Compensation Control of Zero Current Detection Delay and Interleave Phase Error for CRM Totem-Pole Power Factor Correction in Portable Charging

Wang Shengdong1Li Haoran2Gu Zhanbiao3Zhang Zhiliang1Ren Xiaoyong1

（1. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. School of Electrical Engineering and Automation Anhui University Hefei 230039 China 3. The 13th Research Institute of CETC Shijiazhuang 050051 China）

Totem-pole power factor correction (PFC) is widely used in EV chargers to improve the charging efficiency. A full-range ZVS control model considering ZVS margin and light load frequency limitation is proposed in this paper, full ZVS operation is realized within full voltage range. The impact of zero-current-detection (ZCD) delay on the total harmonic distortion (THD) of input current is analyzed, and a ZCD delay compensation method based on the on-line time calculation model is proposed, the full load THD is reduced by 1.4%. For the phase error of two-phase interleaving, a phase error compensation method considering the change of switching period is proposed, which improves the interleaving accuracy and the full load THD is further reduced by 0.5%. Finally, a prototype of 3-kW portable charger is built to verify the effectiveness of the proposed control strategy. The maximum efficiency of the totem-pole PFC stage is 98.8%, and the maximum charging efficiency is 96.6%. The full load THD is 2.4%, which is 1.9% lower than that before compensation.

Portable charging, critical conduction mode (CRM), totem-pole power factor correction (PFC), zero-current-detection (ZCD), interleave

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211289

TM461

江蘇省產業前瞻和關鍵核心技術基金資助項目（BE2019113）。

2021-08-15

2021-10-13

王生東 男，1989年生，博士研究生，研究方向為雙向AC-DC變換技術、寬禁帶器件高頻功率變換技術。E-mail：wangsd@nuaa.edu.cn（通信作者）

李浩然 男，1991年生，博士，研究方向為雙向DC-DC變換技術、高頻功率變換技術。E-mail：haoranli@ahu.edu.cn

（編輯 郭麗軍）