基于自適應濾波器在線解耦的磁場增強型永磁電機無位置傳感器控制

闕鴻杰 全 力 張 麗 徐 磊 朱孝勇

基于自適應濾波器在線解耦的磁場增強型永磁電機無位置傳感器控制

闕鴻杰 全 力 張 麗 徐 磊 朱孝勇

（江蘇大學電氣信息工程學院 鎮江 212013）

針對磁場增強型永磁電機在零低速無位置傳感器控制時，突出的次級凸極性諧波影響，以及位置觀測振蕩問題，該文提出一種基于自適應濾波器（ANF）在線解耦的無位置傳感器控制算法。分析傳統高頻注入位置觀測中轉速及轉子位置振蕩的機理，以及多重凸極性耦合對高頻信號注入觀測的影響。在此基礎上，構建自適應濾波器，對于特定次諧波進行在線解耦，消除了諧波影響，降低了次級凸極性影響，提高了磁場增強型電機無位置傳感器控制驅動系統的低速位置估算精度。最后，建立磁場增強型電機新型無位置傳感器矢量控制調速系統，實驗結果驗證了所提控制策略的可行性和有效性。

磁場增強型永磁同步電機 無位置傳感器控制 脈振高頻注入 自適應濾波器

0 引言

永磁同步電機（Permanent Magnet Synchronous Motor, PMSM）具有高效率和高功率密度等優勢，使其在高質量車用電機驅動系統中得到了廣泛的應用[1-3]。相對于表貼式永磁同步電機，內置式永磁同步電機因其凸極特性，可以同時利用磁阻轉矩和電磁轉矩，提高電機的轉矩輸出能力和轉矩輸出效率，當作為車用電機時具有更好的起停和爬坡性能。傳統的內置式電機工作在額定轉速以上時，直軸電流小于零（d＜0），電機工作在弱磁電流下。弱磁電流的存在不但降低了電機在額定轉速以上工作時的運行效率，限制了電機的調速范圍，而且存在不可逆退磁的風險[4]。

為了解決傳統永磁同步電機在高速區域存在的問題，磁場增強型永磁同步電機（Flux-Intensifying Permanent Magnet Synchronous Motor, FI-PMSM）應運而生[5-6]。磁場增強型電機通過特殊的轉子設計，具有d＞q的反凸極性特性。磁場增強型電機的反凸極特性拓寬了調速范圍，并且能夠在高速區域時擁有更高的運行效率和轉矩輸出能力[7]，滿足了電動汽車對于高轉矩性能和寬調速的應用需求，順應了電動汽車車用電機的發展趨勢[8]。

為實現磁場增強型電機作為車用電機的高性能驅動控制，需要利用機械式傳感器獲取車輛運行時的速度及電機的轉子位置。然而，機械式傳感器的存在會降低車輛運行時的可靠性，增加車輛運維成本。車用電機控制系統采用無位置傳感器控制技術取代機械式的位置傳感器，有助于減小車用電機的體積，提高其在嚴苛工況下的可靠性，減少電機的維護成本[9-10]。永磁同步電機的無位置傳感器控制方法根據適用范圍的不同分為零低速區域和中高速區域的無位置傳感器控制。采用通過檢測電機反電動勢獲取轉子位置和轉速的控制方法，在中高速區域取得了良好的控制效果[11]，但在零低速區域由于反電動勢信息過小，無法獲取正確的位置信息[12]。在零低速區域，目前，大多采用注入高頻信號為載波進行凸極性跟蹤的方法，來獲取電機的轉子位置和轉速信息[13-16]。雖然該方法不受電機反電動勢大小的影響，在零低速區域能獲得良好的估計效果，但也存在一些因素制約著該方法在永磁同步電機無位置傳感器控制上的應用，如飽和效應[17]、交叉耦合[18]和次級凸極性（secondary saliencies）[19]。

永磁同步電機凸極率不僅決定了電機在零低速下的無位置傳感器控制的可工作范圍，同時還影響著其估計精度。針對磁場增強型電機，文獻[20]分別對基于旋轉高頻注入法和脈振高頻注入法的無位置傳感器運行性能進行了評估。相對于傳統的內置式電機，磁場增強型電機由于其特殊的轉子結構，凸極率和交直軸電感參數變化較小，從而減小了飽和效應與交叉耦合效應對于零低速下無位置傳感器控制技術的影響。故磁場增強型電機在零低速下的無位置傳感器控制中具有良好的轉子位置自檢測能力[8]。然而，磁場增強型電機沒有較好地解決次級凸極性對零低速位置傳感器控制的影響。

針對上述電機次級凸極性影響估算精度的問題，國內外許多專家和學者開展了相關的研究。文獻[21]針對磁場增強型電機，通過優化電機轉子結構，來降低電機轉子幾何結構所帶來的次級凸極性諧波的影響。但是，該方法不適用于已經制造完成的磁場增強型電機。文獻[22]通過構建結構化的神經網絡對于次級凸極性的諧波進行在線的解耦，但神經網絡的算法復雜性會提高對硬件的要求。因此，如何減小次級凸極性諧波對磁場增強型電機的零低速無位置傳感器控制的影響，成為磁場增強型電機無位置傳感器控制研究中亟待解決的關鍵問題。

為了解決由于次級凸極性諧波的存在造成磁場增強型電機觀測轉子位置與轉速振蕩的問題，本文提出基于自適應濾波器[23]的在線解耦無位置傳感器控制方法。該方法通過自適應濾波器在高頻信號的調制過程進行在線解耦，可以在不增加控制算法復雜性的同時，抑制磁場增強型電機在零低速無位置傳感器控制中出現的振蕩。首先，介紹了磁場增強型電機的反凸極設計和電感特性。其次，分析了磁場增強型電機在零低速無位置傳感器控制中出現振蕩的原因，提出了基于自適應濾波器在線解耦的無位置傳感器控制算法。最后，通過實驗驗證了本文所提方法在磁場增強型電機零低速無位置傳感器控制的優化效果。

1 磁場增強型電機結構與特性

圖1a為本文所提出的磁場增強型電機的三維結構。通過特殊的轉子設計創造性地實現了反凸極特性，即d＞q。該電機的設計理念如圖1b所示。通過在q軸磁路增加不均勻的空氣磁障來增大q軸磁路的磁阻，達到有效地減小q的效果。在分段式永磁體中間增加了導磁橋，為d軸磁通的傳導提供了平滑的路徑，有利于減小d軸磁路的磁阻，增大電機d。導磁橋的增設使得永磁體形成分段結構，可以在減小永磁體用量的同時，降低d軸磁路受磁飽和的影響。分段永磁體采用弧形設計，可增加轉矩輸出性能。通過上述設計，達到減小q并增大d的效果，以實現磁場增強型電機的反凸極特性。由于電機的反凸極特性減小了高速運行時的弱磁電流，磁場增強型電機相比傳統電機具有更寬的調速范圍，且在基速以上區域運行時擁有更高的效率。

值得注意的是，對于傳統內置式永磁電機，其凸極率q/d＞1，且凸極率會隨著工作電流的增大而發生較大的變化，有些電機的凸極率隨著工作電流的增大甚至會消失。而從零低速無位置傳感器控制的基本原理出發，凸極率的大幅變化將會影響電機的無位置傳感器控制運行性能。圖2給出了本文所提出的磁場增強型電機交直軸電感隨負載電流變化的特性。該磁場增強型電機的凸極率小于1，且凸極率隨著電流的增大并未發生明顯的變化。由此可見，磁場增強型電機的反凸極性質有利于拓寬其零低速無位置傳感器控制運行范圍，且由于磁場增強型電機的凸極率隨負載變化較小，其無位置傳感器控制相對于傳統電機在變負載情況下擁有更好的跟蹤性能。但磁場增強型電機在零低速無位置傳感器控制中也存在一定的問題，下文將做詳細的分析。

圖2 磁場增強型電機電感變化特性

2 磁場增強型電機零低速無位置傳感器控制

2.1 傳統高頻注入法

對于運行于零低速區域的永磁同步電機無位置傳感器控制系統，通過注入高頻信號的方式可實現對轉子位置和轉速的有效觀測。傳統的零低速無位置傳感器控制方法有旋轉高頻注入法、方波高頻注入法、脈振高頻注入法，其中，脈振高頻注入法由于精度高、注入信號對電機系統影響小且適用性強，在實際應用中備受關注。

圖3 脈振高頻注入法信號解調原理

圖4 坐標軸關系示意圖

由于注入高頻信號的頻率遠高于電機基波頻率，此時，可以忽略電機的定子電阻和反電動勢。因此，將高頻信號下的電機電壓公式寫為

式中，dh、qh為電機在同步旋轉坐標系下的高頻電感；dh、qh為電機的高頻電壓；dh、qh為電機的高頻電流。

通過圖4可以得到兩個坐標系下，電壓與電流間的換算關系分別為

即

當注入如式（1）所示的高頻信號時，可以整理得到電機的高頻電流響應信號為

式中，1(dhLqh)/2為半差電感；0(dhqh)/2為平均電感。

其中

此過程意義在于分離交軸高頻電流響應中的高頻注入成分。將誤差函數通過等效鎖相環或龍貝格觀測器，使其函數值穩定為0，并得到觀測的轉子位置及轉速。

2.2 遇到的問題

磁場增強型電機在零低速無位置控制中存在估計轉速及估計轉子位置振蕩較大的問題。電機的高頻電流響應中存在諧波時，將導致觀測的轉子位置及轉速中產生振蕩。造成高頻電流中出現諧波的可能原因有：

（1）由于逆變器的非線性，當電機相電流穿過零時，死區效應會造成電機高頻電流響應出現諧波干擾。

（2）無論采用硬件方法還是軟件方式注入高頻電壓或電流信號，注入的高頻信號都會出現一定程度的失真。這將導致實際的高頻電流響應與基于高頻模型推導出的電流響應信號之間存在一定的差異。

（3）傳統的無位置控制算法中，假設電機只表現為單一凸極性，電機的高頻電流響應如式（6）所示。實際上，由于電機自身轉子結構原因，電機存在多重的凸極性。多重凸極性在無位置控制中將會表現為多種高頻電流響應的疊加耦合，造成估計得到的轉速和轉子位置出現振蕩。

磁場增強型電機無位置估計誤差較大時，會降低電機控制系統的穩定性。當電機作為車用電機工作時，在低速行駛和起停過程會降低乘坐體驗舒適度。因此，需要探究磁場增強型電機出現估計轉速與轉子位置振蕩的原因，以進一步得到降低誤差的方法。

圖5給出磁場增強型電機的靜態電感，可以發現，該電機在一個周期內的直軸電感表現為非單一正弦波的形式。對其進行傅里葉分析，結果如圖6所示。從圖中可以看出，靜態電感中含有與極對數相關的諧波分量，即電機的靜態電感表現為主凸極性與電機極對數相關的諧波分量的耦合。

圖5 磁場增強型電機的靜態電感

圖6 磁場增強型電機靜態電感的傅里葉分析

圖7 轉子位置估計誤差的傅里葉分析

諧波分量的存在導致無位置傳感器控制的估算精度降低，當轉速振幅過大時，甚至會導致電機系統的癱瘓。因此，需要對調制信號中的諧波信號進行抑制，以降低諧波信號對于整個無位置傳感器控制系統的影響。

3 改進型無位置傳感器控制方法

3.1 次級凸極性諧波解耦方法

根據2.2節的分析可知，由于磁場增強型電機自身多重凸極性的影響，將導致其零低速無位置傳感器控制效果的惡化。因此，在分析磁場增強型電機無位置控制時，應考慮其多重凸極性。

當考慮電機的多重凸極性時，電機的高頻電流響應改寫為

結合2.2節對估計轉子位置的傅里葉分析結果，可以證明對于磁場增強型電機的零低速無位置控制，估計轉速與估計轉子位置誤差由于多重凸極性的存在將會產生多次諧波的振蕩。但對于零低速無位置控制系統而言，由于運行轉速過低，使得在調制信號中存在的2e、3e次等頻率的低次諧波無法通過傳統濾波器進行濾除。接下來，將介紹對于次級諧波的抑制方法。

當電機中的氣隙磁通具有更高正弦度時，電機的次級凸極性含量將有所降低。通過改變電機的轉子結構及永磁體的排布方式可以改善電機氣隙磁通的諧波含量，降低電機在無位置控制估測信號中次級凸極性諧波的含量[21]。

另一方面，在信號調制的過程對諧波進行在線解耦亦可降低電機的次級凸極性含量。高頻響應電流矢量的解耦過程框圖如圖8所示，對高頻電流響應中的特定次諧波，進行解耦可以提高控制算法的穩定性，降低估計位置誤差。通過對高頻電流成分進行分析，選取特定次2e、4e、6e諧波進行解耦處理。前期通過離線測量得到不同工作條件下次級凸極性所造成的電流諧波含量，以建立表格數據。利用表格可以對式（9）中高頻電流響應中的次級凸極性諧波進行抑制，提升無位置控制的估算精度，其中值得注意的是，該算法需要轉子位置信息的反饋才能得到特定次待解耦諧波的準確相位。

圖8 高頻響應電流矢量的解耦過程框圖

3.2 基于自適應濾波器的在線解耦方法

由上文對次級凸極性諧波解耦方法分析可知，通過優化磁場增強型電機結構，對于次級凸極性諧波抑制有一定的效果，然而，很難在已經加工完成的樣機上實現。而對于查表在線解耦方法，需要通過離線工作來得到在線解耦使用的數據表格。該方法不僅需要大量的離線工作，且諧波解耦的精度與表格數據的準確性相關。針對現有的次級凸極性諧波解耦方法存在的問題，本文提出一種基于自適應濾波器（Adaptive Notch Filter, ANF）進行在線解耦的新型無位置控制算法，能夠對于信號調制過程中的諧波進行在線解耦。

圖9 基于自適應濾波器的新型無位置傳感器控制原理框圖

式中，為自適應增益系數。式（8）經過拉氏變換可得

式中，為拉普拉斯變換。由圖9可知，1()1()·sin(2e)，對其進行拉普拉斯變換可得

同理可得

由自適應濾波器的閉環傳遞函數式（14）可以看出，其可以等效為一個根據參考諧波輸入信號進行自適應調節的二階帶阻濾波器。自適應濾波器的帶寬為，中心頻率為2e，為了保證濾波器的濾波效果，自適應系數應滿足＜2e。

基于自適應濾波器的在線解耦方法，構建磁場增強型電機無位置傳感器驅動控制系統，如圖10所示。系統采用d0的矢量控制策略，通過轉速外環與電流內環的雙閉環控制，提升系統穩定性。以根據參考諧波輸入信號，對于特定次諧波進行抑制的自適應濾波器為基礎，構建新型無位置控制算法。

圖10 基于自適應濾波器在線解耦的磁場增強型電機無位置傳感器驅動控制系統結構框圖

4 實驗結果

為了驗證基于自適應濾波器在線解耦的無位置傳感器控制方法應用于磁場增強型電機上的有效性，以dSPACE1103為控制核心，搭建了磁場增強型電機控制平臺。實驗平臺如圖11所示。其中，逆變器為電壓源型逆變器，開關頻率為10kHz，死區時間小于3ms，通過增量光電編碼器得到電機的實際位置與實際轉速。電機的直流母線電壓m=100V，綜合考慮電機運行時的三相基波頻率、硬件開關頻率與濾波器的帶寬，本實驗中注入的高頻電壓信號幅值為60V，頻率為500Hz。該電機的直軸電感d= 5.2mH，交軸電感q=4.2mH。自適應濾波器選取了2e、3e、4e次的特定諧波次數進行濾除。

圖11 實驗平臺

4.1 穩態誤差分析

為了驗證本文所提方法的控制效果，圖12和圖13為在轉速為60r/min、空載情況下，傳統無位置傳感器控制方法與本文所提無位置傳感器控制方法的控制效果對比。由圖可知，在傳統脈振高頻注入法中，轉速和轉子位置波形均含有較大的振蕩，最大轉速誤差達到了15r/min，最大轉子位置的誤差達到了0.12rad。而磁場增強型電機驅動系統采用基于自適應濾波器在線解耦的無位置傳感器控制方法后，最大的轉速誤差減少到了7r/min，最大轉子位置誤差減小到了0.1rad，且估計轉速與估計轉子位置振蕩有明顯的降低，轉速振蕩幅值降低了50%。當電機在作為車用電機工作時，振蕩的抑制有利于保持整個動力系統的穩定。對本文所提方法中轉子位置誤差進行傅里葉分析，分析結果如圖14所示。對比圖7與圖14可以發現，所選取進行解耦的特定次數諧波的諧波含量大大減小，含量最高的2e次的諧波含量由原來的190%減小到了10%以下，3e、4e次的諧波含量也有明顯的降低。

圖12 轉速穩定運行于60r/min時的轉速波形

圖13 轉速穩定運行于60r/min時的位置波形

圖14 采用本文所提方法轉子位置估計誤差傅里葉分析

圖15為給定轉速為120r/min情況下，本文所提優化方法的實驗結果，可以看出，在不同轉速下，本文所提出的無位置傳感器控制算法仍然可以保持良好的估計效果，轉速的振蕩有明顯的削弱，振幅減小到了50%以下，證明了本文所提出的方法可以跟蹤不同轉速達到良好的解耦效果。該方法能應用于電動汽車不同轉速的工作條件。

圖15 轉速穩定運行于120r/min時的轉速波形

4.2 動態跟蹤性能分析

圖16為磁場增強型電機轉速從60r/min變速到-60r/min，傳統方法與本文所提方法的實驗效果對比。當給定轉速改變時，傳統方法與本文所提方法都在500ms內完成了轉速的切換。因此，可以得出本文所提方法在優化穩態下的控制效果的同時，仍保持良好的動態性能，估計轉速及估計轉子位置可以快速地跟蹤實際轉速與實際轉子位置。

圖17為磁場增強型電機在60r/min、空載工況下，突加4N·m負載后的實驗結果。圖中，從上到下分別為電機的實際位置與估計位置、交軸電流q、A相電流a。當突加4N·m負載時，交軸電流與A相電流迅速增加，估計的轉子位置仍能精確地跟蹤實際轉子位置。電機系統能快速響應突加的負載。該控制系統作為電動汽車的動力系統時，擁有良好的抗擾動性能，提高了乘坐的舒適度。

圖16 轉速從60r/min變速到-60r/min的轉子位置及轉速對比

圖17 轉速為60r/min時突加負載波形

5 結論

本文針對磁場增強型電機，提出一種基于自適應濾波器在線解耦的新型無位置傳感器控制算法，解決了磁場增強型電機傳統無位置傳感器控制算法中，由于電機次級凸極性導致估計轉速與估計轉子位置存在諧波振蕩的問題。所提出的基于自適應濾波器在線解耦的新型無位置傳感器控制算法，在信號調制過程，對于特定次諧波進行抑制，達到減小觀測轉速與觀測轉子位置振蕩的效果，提高了無位置傳感器控制的觀測精度，有利于提高電動汽車乘坐的舒適度。實驗結果表明，本文所提出的方法可以有效地抑制轉子位置與轉速的觀測振蕩誤差，且收斂速度較快，在穩態與動態過程中具有良好的控制效果。

[1] 張麗, 朱孝勇, 左月飛. 電動汽車用轉子永磁型無刷電機與控制系統容錯技術綜述[J]. 中國電機工程學報, 2019, 39(6): 1792-1802, 1875.

Zhang Li, Zhu Xiaoyong, Zuo Yuefei. Overview of fault-tolerant technologies of rotor permanent magnet brushless machine and its control system for electric vehicles[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(6): 1792-1802, 1875.

[2] 侯利民, 申鶴松, 李蘊倬, 等. 永磁同步電機調速系統的非線性魯棒滑模控制[J]. 電機與控制學報, 2020, 24(6): 143-152.

Hou Limin, Shen Hesong, Li Yunzhuo, et al. Non- linear robust sliding mode control of permanent magnet synchronous motor speed regulation system[J]. Electric Machines and Control, 2020, 24(6): 143-152.

[3] 郭棟, 張波, 王巍, 等. 混合勵磁同步電機弱磁控制[J]. 電機與控制學報, 2020, 24(5): 135-142.

Guo Dong, Zhang Bo, Wang Wei, et al. Flux- weakening control of hybrid excitation synchronous machines[J]. Electric Machines and Control, 2020, 24(5): 135-142.

[4] Zhu Xiaoyong, Huang Juan, Quan Li, et al. Com- prehensive sensitivity analysis and multiobjective optimization research of permanent magnet flux- intensifying motors[J]. IEEE Transactions on Indu- strial Electronics, 2019, 66(4): 2613-2627.

[5] Zhu Xiaoyong, Yang Shen, Du Yi, et al. Electro- magnetic performance analysis and verification of a new flux-intensifying permanent magnet brushless motor with two-layer segmented permanent mag- nets[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2016, 52(7): 1-4.

[6] Limsuwan N, Shibukawa Y, Reigosa D D, et al. Novel design of flux-intensifying interior permanent magnet synchronous machine suitable for self- sensing control at very low speed and power conversion[J]. IEEE Transactions on Industry Appli- cations, 2011, 47(5): 2004-2012.

[7] Zhang Li, Zhu Xiaoyong, Gao Jian, et al. Design and analysis of new five-phase flux-intensifying fault- tolerant interior-permanent-magnet motor for sensor- less operation[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2020, 67(7): 6055-6065.

[8] Zhu Xiaoyong, Wu Wenye, Yang Shen, et al. Com- parative design and analysis of new type of flux- intensifying interior permanent magnet motors with different q-axis rotor flux barriers[J]. IEEE Transa- ctions on Energy Conversion, 2018, 33(4): 2260- 2269.

[9] 劉善宏, 楊淑英, 李浩源, 等. 基于旋轉坐標系解調的內置式永磁同步電機旋轉高頻注入法位置觀測[J]. 電工技術學報, 2020, 35(4): 708-716.

Liu Shanhong, Yang Shuying, Li Haoyuan, et al. Rotating high frequency signal injection based on interior permanent magnet synchronous motor rotor position estimation with the demodulation imple- mented on the synchronous reference frame[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 708-716.

[10] 姜燕, 李博文, 吳軒, 等. 基于比例諧振濾波的改進永磁同步電機轉子位置觀測器[J]. 電工技術學報, 2020, 35(17): 3619-3630.

Jiang Yan, Li Bowen, Wu Xuan, et al. An improved rotor position observer for permanent magnet synchronous motors based on proportional resonant filtering[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(17): 3619-3630.

[11] 李垣江, 董鑫, 魏海峰, 等. 表貼式永磁同步電機轉速環復合PI無位置傳感器控制[J]. 電工技術學報, 2020, 35(10): 2119-2129.

Li Yuanjiang, Dong Xin, Wei Haifeng, et al. Sensor- less compound PI control for surface permanent magnet synchronous motor speed regulation system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(10): 2119-2129.

[12] 杜博超, 崔淑梅, 宋立偉, 等. 一種基于變頻電流信號的IPMSM無位置傳感器高頻注入電流噪聲抑制方法[J]. 電工技術學報, 2020, 35(18): 3830-3837.

Du Bochao, Cui Shumei, Song Liwei, et al. A variable frequency current injection sensorless control strategy of IPMSM for audible noise reduction[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(18): 3830-3837.

[13] 王爽, 曹棟逸, 楊影, 等. 正負高頻脈沖電壓注入的永磁同步電機無位置傳感器控制[J]. 電工技術學報, 2020, 35(增刊1): 164-171.

Wang Shuang, Cao Dongyi, Yang Ying, et al. Sensor- less control of PMSM with positive and negative high frequency pulse voltage signal injection[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(S1): 164-171.

[14] 劉海東, 周波, 郭鴻浩. 脈振高頻信號注入法誤差分析[J]. 電工技術學報, 2015, 30(6): 38-44.

Liu Haidong, Zhou Bo, Guo Honghao. Error analysis of high frequency pulsating signal injection method[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2015, 30(6): 38-44.

[15] 郭磊, 楊中平, 林飛. 帶誤差補償的高頻信號注入永磁同步電機無傳感器控制策略[J]. 電工技術學報, 2019, 34(21): 4458-4466.

Guo Lei, Yang Zhongping, Lin Fei. A sensorless control strategy for high frequency signal injection permanent magnet synchronous motor with error compensation[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(21): 4458-4466.

[16] 杜思宸, 全力, 朱孝勇, 等. 基于高頻注入的永磁同步電機零低速下位置傳感器失效故障容錯控制[J]. 中國電機工程學報, 2019, 39(10): 3038-3047.

Du Sichen, Quan Li, Zhu Xiaoyong, et al. Fault- tolerant control of position sensor failure for PMSM at zero and low speed based on high frequency injection[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(10): 3038-3047.

[17] Reigosa D D, Garcia P, Raca D, et al. Measurement and adaptive decoupling of cross-saturation effects and secondary saliencies in sensorless controlled ip synchronous machines[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2008, 44(6): 1758-1767.

[18] Guglielmi P, Pastorelli M, Vagati A. Cross-saturation effects in IPM motors and related impact on sensor- less control[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2006, 42(6): 1516-1522.

[19] Briz F, Degner M W, Fernandez P G, et al. Rotor and flux position estimation in delta-connected AC machines using the zero-sequence carrier-signal current[J]. IEEE Transactions on Industry Appli- cations, 2006, 42(2): 495-503.

[20] Yu C Y, Tamura J, Reigosa D D, et al. Position self-sensing evaluation of a FI-IPMSM based on high-frequency signal injection methods[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2013, 49(2): 880-888.

[21] Wu Shanshan, Reigosa D D, Shibukawa Y, et al. Interior permanent-magnet synchronous motor design for improving self-sensing performance at very low speed[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2009, 45(6): 1939-1946.

[22] Garcia P, Briz F, Raca D, et al. Saliency-tracking- based sensorless control of AC machines using structured neural networks[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2007, 43(1): 77-86.

[23] Zhang Guoqiang, Wang Gaolin, Xu Dianguo, et al. Adaline-network-based PLL for position sensorless interior permanent magnet synchronous motor drives[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(2): 1450-1460.

Sensorless Control of Flux-Intensifying Permanent Magnet Synchronous Motor Based on Adaptive Notch Filter Online Decoupling

（School of Electrical and Information Engineering Jiangsu University Zhenjiang 212013 China）

When the flux-intensifying permanent magnet synchronous motor (FI-PMSM) is under low speed sensorless control, the secondary saliency harmonics will cause the oscillation of the observed rotor position. To solve the problem, this paper proposes a new sensorless control method based on the adaptive notch filter (ANF) online decoupling. Also, the oscillation mechanism of the observed rotor position in the traditional high frequency injection and the effect of multiple saliency coupling on high frequency injection are analyzed. Then, with the construction of ANF and the decoupling of the specific harmonics, the low-speed operating performance of the FI-PMSM sensorless control drive system can be effectively improved. Finally, the new sensorless vector control system is established, and the experimental results verify the feasibility and effectiveness of the proposed control strategy.

Flux-intensifying permanent magnet synchronous motor (FI-PMSM), sensorless control, high-frequency pulsating injection, adaptive notch filter (ANF)

TM351

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200855

國家自然科學基金資助項目（51777089, 51907079）。

2020-07-14

2020-09-20

闕鴻杰 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為永磁無刷電機無位置傳感器控制系統。

E-mail: quehongjieujs@163.com

張 麗 女，1987年生，博士，講師，研究方向為新能源電動汽車電機驅動系統，包括高可靠永磁電機設計、無位置傳感器控制、容錯控制等。

E-mail: jennyzhang@ujs.edu.cn（通信作者）

（編輯 崔文靜）