基于PIN開關的可重構雙波段功率放大器設計

劉文進 王皓 南敬昌

（遼寧工程技術大學電子與信息工程學院，葫蘆島 125105）

引 言

隨著5G通信的飛速發展，通信的頻段和標準逐漸增多[1-3]，對信號質量和容量的要求也越來越高，各類通信系統需要不斷更新換代，以適應多標準、多模式的無線通信[4]. 功率放大器作為通信系統中的重要組成部分，其性能的好壞直接影響整個通信系統的性能. 對功率放大器的不同工作狀態進行分析并研究可重構的電路結構成為必然的發展趨勢. 可重構多波段功放在引入可重構器件后，使功放的匹配網絡具有拓展性、靈活性，能夠實現工作頻段的快速切換，在5G通信以及未來的通信系統中擁有廣闊的應用前景[5]. 近年來，國內外研究學者致力于使用更簡單的結構實現可重構多波段功率放大器的設計，推動了可重構多波段功率放大器的發展. 文獻[6]使用π型多頻匹配結構，同時匹配電路采用分布參數微帶線，可以將功放管在任意三個頻點處的不同輸入或輸出阻抗值匹配到50 Ω，但并聯枝節較多，效率偏低. 文獻[7]基于集總參數元件設計的雙頻匹配網絡結構簡單，但在射頻頻率較高的情況下，不能承受大功率，同時元件的低Q值會降低功放的整體性能. 文獻[8]中，使用PIN開關控制匹配電路中的電容，設計了一款工作在1.75 GHz、2.1 GHz和2.6 GHz的可重構功放，雖然該功放的增益較高，但匹配電路是由接入固定值電容實現的，實現較為困難.

為解決上述功放電路性能較低、不易實現等問題，本文對傳統可重構功放結構進行創新，設計了一款新型可重構雙波段功率放大器. 通過控制PIN開關的通斷，實現兩個輸出匹配電路的轉換，每個輸出匹配電路分別匹配一個雙波段，從而實現四個工作頻點的良好匹配. 制作實物并進行測試，各項測試結果良好，驗證了該方法的可行性.

1 可重構功放設計思路

設計可重構功放時，需要考慮可重構器件與匹配電路的相互影響. PIN開關作為可重構器件，具有結構簡單、隔離度高、損耗低的特點，可有效降低開關對匹配電路的影響. 輸出匹配網絡采用PIN開關進行控制，利用90°微帶線的特性保證四個頻點獨立正常的工作. 輸入匹配網絡采用基于濾波器理論設計的寬帶匹配網絡，能夠保證四個頻點的工作性能，提高了整個功放的效率，并且在輸入端接入RC穩定網絡，以保持整個電路絕對穩定. 在偏置電路中使用扇形微帶線，拓展了高輸入阻抗偏置電路的帶寬. 可重構雙波段功放的整體結構如圖1所示.

圖1 可重構雙波段功放的整體結構Fig. 1 The overall structure of the reconfigurable dual-band power amplifier

2 可重構雙波段功放設計

2.1 可重構器件設計

可重構器件包括可調器件與開關，可調器件包括變容二極管、可調電容等，常用于射頻電路的開關包括MEMS開關、MOS開關、PIN開關等. PIN開關在直流正-反偏壓下呈現近似導通或斷開的特性，通過改變功放匹配網絡結構，使功放匹配在不同工作頻點，多應用于大功率開關和高精度靈敏儀器設備上，并且PIN開關與其他開關相比具有成本低、電路結構簡單、帶寬大等特點，因此被廣泛應用于可重構電路的設計中.

2.1.1 PIN開關設計

利用PIN二極管的單向導通特性可以實現開關的功能. PIN二極管的阻抗值受兩端電壓的控制，在導通時近似于一個電感，斷開時近似一個電容. 在開關電路阻抗為0時，可以近似看作開關閉合；阻抗為無窮大時，近似看作開關斷開. 本次設計選擇型號為SMP1345-079LF的二極管，設計的可重構開關的導通電流為10 mA，截止電壓為0 V. 在工作頻段內，該二極管的插損保持在0.4 dB以下. 圖2為PIN開關的結構原理圖，采用特性阻抗較大的微帶線TL1替換傳統結構中的電阻，控制導通電流，起到限流的作用，電容C2起到隔直的作用[9]. 相比傳統結構，采用分布式結構能夠減小器件之間的影響，更適用于可重構功率放大器[10].

圖2 PIN開關結構原理圖Fig. 2 Schematic diagram of PIN switch structure

2.1.2 PIN開關仿真

使用ADS仿真軟件進行仿真，PIN開關在模式1(斷開：1.6 GHz&2.1 GHz)和模式2(閉合：1.8 GHz&2.3 GHz)下回波損耗S11和插入損耗S21的仿真結果如圖3所示. 在開關閉合時，隔離度非常小，接近于0 dB；當開關斷開時，兩種模式均有超過20 dB的隔離度，表明開關在兩種模式下都能很好地實現控制功能.

圖3 PIN開關S參數仿真結果Fig. 3 Simulation results of S parameter for PIN switch

2.2 可重構雙波段匹配網絡設計

本文設計的可重構雙波段匹配網絡，主要由雙Π型和T型混合結構的匹配電路組成，將設計的PIN開關加入到雙波段匹配網絡中，實現的可重構雙波段匹配網絡如圖4所示. 此匹配網絡能夠匹配兩個雙波段，即可實現四個不同頻率f1、f2、f3、f4的良好匹配.

圖4 可重構雙波段匹配網絡結構示意圖Fig. 4 Schematic diagram of the reconfigurable dual-band matching network

當開關S1和S2都斷開時，為便于理解，將匹配網絡簡化為圖5所示的電路結構，該網絡能夠實現頻率為1.6 GHz和2.1 GHz的阻抗變換.

圖5 開關S1和S2都斷開時匹配電路結構Fig. 5 Switches S1 and S2 are disconnected to match the circuit structure

將1/4波長傳輸線的ABCD矩陣與Π型匹配網絡的ABCD矩陣進行對比，并將已知的1/4波長傳輸線的電長度θT=90°與特性阻抗ZT代入，可得到ZT、Za、θa、Bb之間的關系：

由于雙頻匹配電路需要實現兩個頻段的阻抗變換，因此需要同時滿足式(3)和(4). 其中n是兩個頻率的比值(f2/f1)，兩式聯立可解出Za和θa.

由于同一電路需要同時滿足兩個頻率f1、f2的阻抗變換，即：

所以，兩式聯立即可求出Zb和θb. 用Zb和θb替換式(1)中的Za和θa，即可求出頻率f1和f2時所需的電導為

至此，第一個波段的電參數Za、θa、Zb、θb都已經求出. 當開關閉合時，可實現第二個波段的良好匹配，電路結構如圖6所示.

由于同一電路需要實現頻率f3和f4的阻抗匹配，圖6中的未知參數Zc、θc可由式(8)、(9)聯立得出：

圖6 開關S1和S2都閉合時匹配電路結構Fig. 6 Switches S1 and S2 are connected to match the circuit structure

電導jB1、jB2、jB3滿足

使用雙電導加載線替代可重構雙波段匹配電路中的開路加載線，即可得到可重構雙波段匹配網絡的完整電路，如圖7所示. 通過兩個PIN開關的斷開和閉合實現兩個雙波段的切換. 表1給出了圖7電路的兩種工作狀態.

圖7 可重構雙波段匹配網絡電路Fig. 7 Circuit diagram of reconfigurable dual-band matching network

表1 可重構匹配電路的工作狀態Tab. 1 Working state of reconfigurable matching circuit

2.3 基于帶通濾波器理論的輸入匹配網絡設計

1948年，R M Fano提出一套基于集總元件實現的寬帶匹配網絡設計方法[11]. 2009年，Dale E Dawson給出了相應網絡g值的閉式解[12]. 本文據此設計出匹配網絡的低通模型，并將低通模型轉變為工作在1.5～2.5 GHz的帶通模型，如圖8所示.

圖8 1.5～2.5 GHz帶通網絡模型Fig. 8 Model diagram of 1.5?2.5 GHz bandpass network

隨著頻率的升高，集總參數元件的寄生參數會使元件特性發生很大的變化，為了進一步降低寄生參數對元件特性的影響，通過1/4波長的短路微帶線等效LC諧振電路和串聯微帶線等效電感串接電容并聯的Π型網絡，依據文獻[13]轉換圖8的電路后，得到的分布參數模型如圖9所示.

圖9 1.5～2.5 GHz帶通網絡分布參數模型Fig. 9 1.5?2.5 GHz bandpass network distribution parameter model diagram

3 功放實例仿真

3.1 工作條件與參數

對電路進行驗證時，晶體管選擇Cree公司的CGH40010F，并將可重構功率放大器的靜態工作點設置為：VDS=28 V，VGS=?2.8 V. 功放處于AB類工作狀態，具有高效率和高線性度. 將開關的偏置電壓設置為5 V，輸入信號功率設置為28 dBm.

3.2 輸出匹配網絡仿真

經過反復迭代牽引，可以確定兩個雙波段四個中心頻率分別對應的最大輸出功率和效率. 通過權衡這些最優值，得到四個頻率點的最佳阻抗[14].設計的可重構雙波段匹配網絡的S參數仿真結果如圖10所示，在1.6 GHz&2.1 GHz波段兩個頻率點的回波損耗S11均小于?25 dB，在1.8 GHz&2.3 GHz波段兩個頻率點的回波損耗S11均小于?14 dB，同時兩個雙波段的插入損耗S21均大于?1 dB. 表明設計的可重構雙波段阻抗變換網絡具有良好的頻率特性，在開關斷開和閉合時，均能高效率輸出.

圖10 可重構雙波段匹配網絡的S參數仿真結果Fig. 10 Simulation results of S parameter for reconfigurable dual-band matching network

3.3 輸入匹配網絡仿真

經過反復迭代，確定了CGH40010F功放管在四個頻率點的最佳輸入阻抗，通過比較功放的輸出功率、功率附加效率(power added efficiency, PAE)等參數，最終選擇輸入阻抗為(7.4+1.1j)Ω作為功放的最佳輸入阻抗點. 依照2.3小節的設計方法，進行了寬帶輸入匹配網絡的仿真，得到的結果如圖11所示，電路工作在1.5～2.5 GHz時回波損耗S11均小于?10 dB，電路的插入損耗S21均大于?1 dB，這表明，在1.5～2.5 GHz的頻段范圍內，電路匹配良好，具有較好的頻率特性.

圖11 寬帶輸入匹配網絡的S參數仿真結果Fig. 11 Simulation results of S parameter for the inputmatching network

3.4 功放整體性能仿真

圖12給出了基于PIN開關的可重構雙波段射頻功率放大器的整體電路圖. 對整體電路進行優化后，功放的整體性能仿真結果如圖13所示.

圖12 可重構雙波段射頻功率放大器的整體電路圖Fig. 12 The overall circuit diagram of a reconfigurable dual-band RF power amplifier

圖13 不同頻率下功放小信號增益和PAE隨輸出功率的變化Fig. 13 Amplifiers with small signal gain and PAE vs. output power at different frequencies

圖13給出了不同頻率下小信號增益和PAE隨輸出功率的變化曲線. 當功放工作在1.6 GHz時仿真結果顯示其輸出功率為40.56 dBm，PAE為50.28%，小信號增益為11.55 dB；在2.1 GHz時，輸出功率為41.36 dBm，PAE為50.17%，小信號增益為10.36 dB；在1.8 GHz時，輸出功率為38.9 dBm，PAE為54.73%，小信號增益為10.10 dB；在2.3 GHz時，輸出功率為41.14 dBm，PAE為51.48%，小信號增益為15.14 dB.以上表明可重構功放在四個工作頻段均具有良好的性能，符合設計要求.

4 功放實物與測試結果

4.1 功放實物

當設計好的功放在仿真結果滿足設計指標后，需要對功放進行版圖設計和實物測試. 在加工的電路板上焊接好分立元件、電源線以及輸入輸出端口，并將電路板與散熱器固定好，最終的功放實物如圖14所示.

圖14 功放實物Fig. 14 Photograph of the fabricated PA

4.2 小信號測試結果

圖15(a)、(b)、(c)、(d)分別為功放在1.6 GHz、2.1 GHz、1.8 GHz、2.3 GHz的S參數測試結果. 可以看出：功放工作在1.6 GHz時，S11小于?17 dB，S21為9.7 dB；在2.1 GHz時S11小于?24 dB，S21為8.9 dB；在1.8 GHz時，S11小于?14 dB，S21為7.5 dB；在2.3 GHz時S11小于?16 dB，S21為13.6 dB. 測試結果表明，在四個頻段功放S11均小于?10 dB，S21也滿足設計指標要求.

圖15 不同頻率下功放S參數測試結果Fig. 15 S parameter test results of power amplifier at different frequencies

4.3 大信號測試結果

圖16(a)和(b)分別為1.6 GHz&2.1 GHz和1.8 GHz&2.3 GHz下大信號增益和PAE隨輸出功率Pout的變化趨勢. 可以看出：功放工作在1.6 GHz時，功放的PAE為46.2%，輸出功率可達到40.56 dBm，增益為9.58 dB；工作在2.1 GHz時，功放的PAE為46.8%，最大輸出功率為41.36 dBm，增益為8.70 dB；工作在1.8 GHz時，功放的PAE為48.9%，輸出功率能達到39.09 dBm，增益為7.50 dB；工作在2.1 GHz時，功放的PAE為51.47%，最大輸出功率為41.14 dBm，增益為13.32 dB.

從圖15和圖16可知，功放的小信號和大信號測試性能較仿真結果有一定程度的偏差，這主要是由微帶線的損耗、分立元件的誤差、加工的誤差以及焊接等原因造成的.

圖16 不同頻率下功放大信號增益和PAE隨輸出功率的變化Fig. 16 Amplifiers with large signal gain and PAE vs. output power at different frequencies

將本文的可重構功放與文獻[15-17]中的功放從可重構頻點數、工作頻點、增益、輸出功率和PAE五個方面進行對比分析，結果見表2. 由表2可知：本文設計的可重構功放在保證PAE和增益的情況下，增加了可重構頻點數；文獻[15]設計的可重構功放增益超過14 dB，但效率只有38%；文獻[17]設計的可重構功放效率雖有52.2%，但可重構頻點數較少.

表2 本文設計與文獻中可重構功放的性能對比Tab. 2 Performance comparison of reconfigurable power amplifier in this article and literature

5 結 論

本文對可重構雙波段匹配網絡進行理論分析，提出了一種新型的輸出匹配網絡結構，其具有設計難度低、結構緊湊的優點. 為驗證方法的有效性，設計并加工制作了一款基于PIN開關的可重構雙波段功放，測試結果表明，功放可在四個頻率點之間快速切換，并具備良好的效率性能、較高的輸出功率和增益.

隨著5G通信的快速發展，具有多頻段工作特性的收發信機將得到快速發展，作為收發信機的關鍵組件之一，可重構多波段功放將更好地滿足無線通信多模多帶和高效率的需求.