計及功率極性和序列連續(xù)性的三電平閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制策略

李文善， 溫旭輝， 張劍， 王又瓏

(1.中國科學院大學 電子電氣與通信工程學院，北京 100049；2.中國科學院電工研究所，北京 100190；3.齊魯中科電工先進電磁驅動技術研究院，山東 濟南 250100；4.中國科學院電力電子和電氣驅動重點實驗室，北京 100190)

0 引 言

降低碳排放，發(fā)展綠色航空是時代發(fā)展的要求。多電飛機/全電飛機是航空運輸節(jié)能減排的有效路徑。起動發(fā)電一體化是多電發(fā)動機的重要技術特征[1]，可簡化發(fā)動機的附件機匣，提高系統(tǒng)功率密度，是多電/全電飛機的關鍵支撐技術。大功率高速永磁電機在新型F16戰(zhàn)機的組合動力裝置中作為起動發(fā)電一體機獲得實際應用[2]。

在大功率高速航空起動/發(fā)電機一體機系統(tǒng)中，電機的運行工況受限于發(fā)動機的運行狀態(tài)[3]。電機長期運行于高速發(fā)電工況，為確保電機機械安全，轉子上需增設護套。這導致轉子散熱難，永磁體存在過熱退磁的風險[4]。因此，高速大功率起動發(fā)電機對變流器輸出波形質(zhì)量有較高要求。相比于兩電平變流器，三電平變流器輸出波形質(zhì)量更優(yōu)，在電機驅動系統(tǒng)中應用廣泛，是高速起動發(fā)電機控制用變流器較優(yōu)選擇之一。中點箝位型(neutral point clamped, NPC)三電平結構緊湊，功率密度高，已在航空起動發(fā)電機控制系統(tǒng)中獲得應用[5-6]。而中點電位不平衡是NPC型三電平的固有缺點，引起交流側電壓波形質(zhì)量惡化和危害變流器安全，阻礙了其在航空發(fā)電系統(tǒng)的廣泛應用。

中點電位偏差的抑制方法有兩種：從硬件角度，可采用獨立電源供電或背靠背三電平系統(tǒng)。從軟件角度，在載波調(diào)制中采用零序電壓的注入，此法在功率因數(shù)低或調(diào)制比低情況下中點電位平衡效果不佳。在空間矢量調(diào)制中則采用冗余小矢量法。文獻[7,19]詳細討論了最近三矢量法(nearest three vector,NTV)空間矢量調(diào)制下中點電壓不平衡機理，給出了利用正負小矢量的冗余性降低中點電位波動和偏差的方法。但是在高調(diào)制比和低功率因數(shù)區(qū)域，中矢量所產(chǎn)生的中點電位偏差不能被冗余小矢量完全抵消[8]，該方法存在不可平衡區(qū)域[5,9]。與之相比虛擬空間矢量調(diào)制(virtual space voltage vector pulse width modulation,VSVPWM)，以下稱傳統(tǒng)虛擬矢量，可以實現(xiàn)在高調(diào)制比和低功率因數(shù)工況下中點電荷為0[7-11,21-22]，進而實現(xiàn)中點電位平衡控制，但與此同時也失去了對中點電位調(diào)節(jié)的能力，當中點電位受到擾動發(fā)生偏移時，中點電位恢復平衡過程時間較長[12]。因此對虛擬空間矢量調(diào)制算法進行優(yōu)化設計十分必要[5,8,13-15,21-23]。文獻[17]提出一種中點電壓反饋量的閉環(huán)控制策略，根據(jù)中點電壓調(diào)節(jié)調(diào)制波的波形以實現(xiàn)中點電位平衡，該方法適用于載波調(diào)制(carrier based pulse width modulation,CBPWM)。文獻[12,16]提出了基于中點電位不平衡度反饋的三電平虛擬空間矢量調(diào)制方法(以下稱傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制)，該方法同時對不平衡度的極性和相電流極性判斷，能夠在負載電流突變時取得較好的中點電位控制效果。但在低載波比下因較大的采樣延遲，相電流極性易誤判而導致中點電位失控。同時，傳統(tǒng)閉環(huán)策略在控制中點電位偏差時，難以保證序列的連續(xù)性，造成線電壓突變，引起波形畸變。文獻[18]提出一種滯環(huán)控制和精確控制相結合的空間矢量調(diào)制策略，并在調(diào)制比為1的工況下取得較好控制效果。但犧牲了開關序列的連續(xù)性，且未指出該方法在雙向功率流系統(tǒng)中的適用性。上述策略均不能滿足高速起動發(fā)電機控制系統(tǒng)的需求。

本文針對高速起動發(fā)電機系統(tǒng)用三電平變流器中點電位平衡問題進行分析，并提出一種計及功率流極性和開關序列連續(xù)性的中點電位偏差閉環(huán)的虛擬空間矢量調(diào)制策略(以下稱連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量)。該策略在開關序列中設置閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)，通過該系數(shù)調(diào)節(jié)序列輸出中點電荷，并保持序列的連續(xù)性。使用q軸電流判定功率極性而省去了相電流極性判斷，避免了高速發(fā)電工況下由于低載波比造成的相電流極性誤判引起中點電位偏差失控。

1 三電平中點電位不平衡分析

1.1 三電平拓撲及虛擬空間矢量調(diào)制原理

高速起動發(fā)電機系統(tǒng)用三電平變流器為T型箝位(T type neutral point clamped,TNPC)三電平，其主回路拓撲如圖1所示。

圖1 基于T型三電平的高速起動發(fā)電機變流系統(tǒng)Fig.1 Topology of T type three level converter for S/G

圖1 中，T型中點箝位三電平變流器共有a、b、c三個橋臂，每個橋臂上4個開關管Tx1～Tx4(x=a,b,c)。直流母線由上下兩個分壓電容串聯(lián)構成，分壓電容電壓中點用兩只反并聯(lián)逆阻型(reversing blocking,RB)IGBT箝位。三電平基本空間矢量可表示為

(1)

其中Sx=a,b,c為開關函數(shù)，其取值空間為(1，0，-1)。根據(jù)開關函數(shù)取值不同，三電平可輸出大矢量6個，中矢量6個，小矢量12個，零矢量3個，三電平空間矢量可表示如圖2所示。

圖2 三電平基本電壓矢量分布圖Fig.2 Space voltage vector of three level converter

虛擬空間矢量是基本矢量的線性組合，其特征是理想情況下開關周期內(nèi)基本矢量序列輸出中點電荷為0[8,14]。全扇區(qū)內(nèi)虛擬大矢量6個，虛擬小矢量6個，虛擬中矢量6個以及虛擬零矢量1個，共計19個，如圖3所示。

圖3 虛擬空間矢量空間分布圖及A扇區(qū)分區(qū)示意Fig.3 Virtual voltage vector and its details in sector A

圖3(a)中，虛線圓表示調(diào)制比。圖3(b)給出了A扇區(qū)虛擬空間矢量的構成及其子區(qū)域劃分。

根據(jù)扇區(qū)信息和基本矢量作用下電路拓撲可計算中點電荷為

(2)

其中：Ts表示PWM周期；iNP(sector)表示在相應扇區(qū)內(nèi)的中點電流[15,20]，可表達為

(3)

1.2 低載波比對虛擬空間矢量調(diào)制的影響

由于大功率高速電機基波頻率較高但功率器件開關頻率受限，因此載波比較低。低載波比工況下采樣周期內(nèi)三相電流和不能處處為0[22]。因此傳統(tǒng)虛擬空間矢量無法實現(xiàn)中點電位平衡[7,14,21]。

以A2扇區(qū)為例，不同載波比下Ts時間間隔內(nèi)，中點電流波形iNP如圖4所示。

圖4 不同載波比下中點電流波形(A2扇區(qū))Fig.4 Neutral point current under different frequency ratio

圖4(a)和(b)中點電荷統(tǒng)一計算式為

圖4(a)中，相電流在開關周期內(nèi)視為常數(shù)，因此，相電流幅值關系滿足ia1=ia3=ia2,ic1=ic2=ic3=ic4,ib1=ib2，因此中點電荷Q=0。而在圖4(b)中，相電流不滿足在采樣周期內(nèi)處處相等。因此該序列輸出中點電荷Q不為0，即不能實現(xiàn)中點電位平衡。

2 閉環(huán)虛擬空間矢量調(diào)制策略

2.1 傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制策略

閉環(huán)虛擬矢量在傳統(tǒng)虛擬空間矢量調(diào)制策略基礎上增加中點電位偏差反饋，以彌補傳統(tǒng)虛擬矢量調(diào)制在中點電位偏差控制方面的不足[12,16-18]。依據(jù)不平衡度和相電流極性選擇合適的小矢量，其原理如圖5所示。

圖5 傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量原理[12，16]Fig.5 Diagram of conventional closed loop VSVPWM[12，16]

圖5中基本矢量表的設計原理如下，以A扇區(qū)為例：不平衡度1-2vC2/vdc<0且ia<0時，選擇POO，1-2vC2/vdc>0且ia<0時選擇ONN。不平衡度1-2vC2/vdc<0且ia>0時，選擇ONN，1-2vC2/vdc>0且ia>0時選擇POO。以上四種情形下，均使開關序列九段式降低七段式，如圖6所示。

圖6 傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量輸出開關序列Fig.6 Output switch pattern based on conventional closed loop VVSVPWM

舍棄小矢量后的開關序列雖然具備中點電位偏差的控制能力，但是存在開關狀態(tài)的跳變，例如舍棄POO，則PPO向OOO換路時出現(xiàn)AB兩相同時切換。

此外，基于相電流極性的判斷方式在高速發(fā)電工況下出現(xiàn)較大采樣誤差。以載波比20為例，相電流波形采樣誤差如圖7所示。在對稱采樣條件下，相電流采樣值滯后于實際值1.5倍采樣周期，即

ia_sample=ia_actuale-jω1.5Ts。

采樣值與實際值關系表示如圖7所示。

圖7 低載波比下相電流采樣誤差Fig.7 Sample error of phase current under low frequency ratio

相電流過零點附近易產(chǎn)生相電流極性誤判，如圖7陰影所示。采樣值ia_sample>0，但此時的實際值ia_actual<0。因此，低載波比工況下不宜采用相電流極性作為中點電位偏差閉環(huán)控制的依據(jù)。

2.2 連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制策略

起動發(fā)電機用連續(xù)序列閉環(huán)虛擬空間矢量控制原理框圖如圖8所示。

圖8中，起動發(fā)電機外環(huán)控制可選擇為轉速環(huán)和電壓環(huán)，外環(huán)輸出作為電流內(nèi)環(huán)的輸入，電流環(huán)輸出產(chǎn)生參考電壓。同時，根據(jù)功率流極性判斷中點電荷極性以確定下一控制周期所使用的小矢量，并實現(xiàn)對中點電位偏差的控制。

圖8 起動發(fā)電機系統(tǒng)用閉環(huán)虛擬矢量控制框圖Fig.8 Diagram of closed-loop VSVPWM used in S/G system

1)基于功率流極性判斷的小矢量選擇原則。

起動發(fā)電機的重要特性之一是存在電動和發(fā)電兩種功率流極性。功率流極性影響中點電位偏差控制效果，其正方向的定義如圖9所示。

圖9 T型箝位三電平變流器模型及功率極性Fig.9 Circuit model of T type three level converter and its power flow polarity

考慮圖9所示三相電流正方向，并假設三相電流對稱，則：

(4)

式中：φ為功率因數(shù)角；I為相電流有效值。假設永磁同步電機以單位功率因數(shù)運行，電機運行于起動模式，則φ=0；電機運行于發(fā)電模式，則φ=π。ω為電機電角頻率。圖10所示為兩種功率流下的相電流波形。

圖10 單位功率因數(shù)下理想相電流波形Fig.10 Phase currents under unit power factor

不同功率流下相同基本矢量作用時中點電荷的極性不同，綜合式(2)～式(4)，計算A扇區(qū)小矢量中點電荷極性如表1所示。

表1 A扇區(qū)小矢量中點電荷極性

2)開關序列連續(xù)條件下小矢量選擇策略。

開關序列連續(xù)性是指在基本矢量切換時，同時僅允許一相開關狀態(tài)發(fā)生切換。為方便達成此目標，對基本矢量數(shù)字化，即P→2，O→1和N→0，例如中矢量PON數(shù)字化后其數(shù)值為2+1+0=3，開關序列連續(xù)性可表述成基本矢量數(shù)值變化量小于等于1的設計原則。

為分析中點電位偏差條件下開關序列不連續(xù)對電壓合成精度的影響，定義中點電位不平衡度為

(5)

式中字母定義參考圖1，則各相輸出電壓可表示為

定義考慮中點電位偏差時等效開關函數(shù)為Sex(x=a,b,c),其取值為(1，-ξ，-1)則空間電壓矢量的表達式為

(6)

則A扇區(qū)基本矢量OON，PPO和PON可分別表示為：

(7)

由式(7)可見，中點電位不平衡度對小矢量的幅值有影響，而對其相位無影響；對中矢量的相位和幅值均有影響。虛擬小矢量vzs2由基本矢量表示為

(8)

由式(8)可以看出，中點電位偏差對虛擬空間矢量的幅值和相位均無影響，vzs2在空間平面內(nèi)端點位置不受中點電位偏差影響。vzs1和vzM有相同規(guī)律，如圖11所示。圖11中，端點1、端點2和端點3分別表示虛擬矢量vzs1、vzs2和vzM的端點。

圖11 考慮中點不平衡基本矢量與虛擬矢量A扇區(qū)分布Fig.11 Space diagram of basic voltage vector and virtual voltage vector in A considering neutral point unbalance

綜上，中點電位偏差對虛擬矢量的幅值和相位均無影響。成對小矢量同時出現(xiàn)在開關序列中，則調(diào)節(jié)中點電位偏差時可保證序列的連續(xù)性，進而減小參考電壓矢量合成誤差。

3)閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)設計。

在開關序列中設置閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)k用以調(diào)節(jié)開關序列輸出電荷幅值和極性。以A2扇區(qū)為例，考慮閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)的基本電壓矢量序列,如圖12所示。

圖12 考慮閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)的開關序列(A2)Fig.12 Switch pattern considering NP voltage closed loop control coefficient

則考慮閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)A2扇區(qū)基本電壓矢量序列輸出中點電荷變化量為

(9)

式中：Qk為考慮閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)后序列的中點電荷；Q為傳統(tǒng)序列中點電荷。由式(9)可以看出，通過閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)k可以改變中點電荷大小和極性。其中k=0時不改變原有序列的電荷狀態(tài)，其特性與傳統(tǒng)虛擬矢量相同。閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)k的取值流程圖如圖13所示。

圖13 起動發(fā)電機系統(tǒng)閉環(huán)系數(shù)k設計Fig.13 Diagram of setting coefficient k for the S/G system

圖13(a)中，功率流為正表示功率由變流器流向電機，功率為負表示由電機流向變流器。圖13(b)中，0.1 s時刻閉環(huán)策略切入，可以看出閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)k取不同值對中點電位偏差的收斂速度有較大影響，k絕對值越大收斂速度越快。

3 仿真分析及實驗驗證

3.1 仿真分析

針對30 000 r/min高速起動發(fā)電機進行仿真研究。利用Simulink工具箱軟件搭建高速起動發(fā)電機控制系統(tǒng)，如圖14所示。

圖14 高速起動發(fā)電機控制系統(tǒng)仿真框圖Fig.14 Simulation diagram of high speed S/G

永磁同步電機和IGBT模塊仿真模型采用工具箱自帶模型，電機控制算法為磁場定向控制。機械特性模擬模塊用以模擬發(fā)動機機械特性，電機仿真參數(shù)如表2所示。所得仿真結果如圖15所示。

表2 高速永磁同步電機主要參數(shù)

圖15中，0時刻起動發(fā)電機為電動狀態(tài)，帶動發(fā)動機旋轉；0.2 s時刻發(fā)動機點火，發(fā)動機帶動起動發(fā)電機發(fā)電，于0.6 s時刻突加負載。

圖15 起動發(fā)電機動態(tài)工況模擬下中點電位控制效果對比Fig.15 Comparation of the three modulations method under S/G dynamic state

由圖15(a)可知，轉速升高后，傳統(tǒng)虛擬空間矢量調(diào)制策略下，中點電位偏差較大。由圖15(f)可知，傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬空間矢量僅能實現(xiàn)發(fā)電狀態(tài)中點電位可控，無法實現(xiàn)電動和發(fā)電雙功率極性下中點電位偏差可控。對比圖15(a) 、(d) 、(g)可知，計及功率流極性的連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量可在起動發(fā)電機全工況下實現(xiàn)中點電位平衡。對比圖15(b)、 (e)、(h)轉矩放大圖可知，連續(xù)序列閉環(huán)虛擬空間矢量調(diào)制策略下，轉矩波動小于傳統(tǒng)閉環(huán)方法。

三種策略下高速發(fā)電穩(wěn)態(tài)下控制性能對比，如圖16所示，傳統(tǒng)虛擬空間矢量調(diào)制策略下，中點電位偏差值較大，終值為-600 V，下半橋臂開關管承受全母線電壓，功率器件電壓應力增加，線電壓波形具有兩電平特征。而傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量中點電位偏差得到了較好的控制，線電壓波形維持三電平變流器的特征。但從相電流波形頻譜上看，采用中點電位偏差閉環(huán)控制后，相電流邊帶諧波下降明顯，其中1倍頻邊帶諧波基本消除，其他高頻諧波也有下降。

對比圖16(f)、(i)可知，考慮序列連續(xù)性的閉環(huán)虛擬空間矢量調(diào)制策略下，相電流的總諧波含量低于傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制，由11.06%下降到5.89%。據(jù)文獻[24]研究結果，對電機轉子永磁體的渦流損耗影響較大的是高頻電流，據(jù)此判斷中點電位的平衡控制對轉子渦流損耗具有改善作用。而連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制方法對低頻和邊帶諧波均有抑制作用。

圖16 高速發(fā)電穩(wěn)態(tài)工況下三種調(diào)制策略性能對比Fig.16 Performance comparation of the three modulations method under high speed steady state

3.2 實驗分析及驗證

1)阻感負載實驗。

為進一步評估三種調(diào)制算法的性能，在實驗室搭建了T型三電平變流器阻感負載測試實驗平臺，用以評估傳統(tǒng)虛擬矢量調(diào)制，傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制和考慮序列連續(xù)性閉環(huán)虛擬矢量三種虛擬空間矢量調(diào)制的性能。電阻5 Ω，電感500 mH，載波比選擇為20，所得實驗結果如圖17所示。

由圖17(b)可以發(fā)現(xiàn)，傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量在實現(xiàn)中點電位平衡的同時，線電壓波形出現(xiàn)“跳變”現(xiàn)象。線電壓跳變時刻，相電流波形也存在畸變。采用連續(xù)序列閉環(huán)虛擬則能在中點電位偏差得到控制的同時避免線電壓跳變和相電流畸變。三種策略下，相電流頻譜如圖18所示。

圖17 阻感負載條件下線電壓、相電流和直流下 側電容電壓Fig.17 Wave of the line voltage phase current and vC2 under RL load condition

圖18 阻感負載條件下電流頻譜對比Fig.18 FFT results of the three modulation strategies under RL load condition

對比相電流頻譜可以看出，采用閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制后邊帶諧波降低。此外，考慮序列連續(xù)性的連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量與傳統(tǒng)閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制相比，總諧波畸變率，低頻帶和邊帶諧波均有下降。

2)高速電機實驗。

搭建基于T型三電平變流器的永磁同步電機樣機實驗系統(tǒng)如圖19所示，電機工作額定轉速30 000 r/min。分別進行低速起動(圖20所示)和高速發(fā)電實驗(圖21～圖25所示)。

圖19 高速起動發(fā)電及其測試系統(tǒng)Fig.19 High speed starter generator and its test system

高速起動發(fā)電機系統(tǒng)控制變量通過CAN總線使用上位機進行數(shù)據(jù)存儲。電機起動時直流電壓300 V恒定，起動過程中點電位偏差連續(xù)序列閉環(huán)控制效果如圖20所示。

由圖20(a)可以看出，電機起動過程中，中點電位偏差逐漸變大，轉速穩(wěn)定后，中點電位偏差收斂于穩(wěn)定值，此過程與圖15仿真結果趨勢相同。由圖20(b)采用連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量控制后，在電機起動階段，中點電位偏差收斂到指令值附近。

圖20 電機起動暫態(tài)過程中中點電位偏差控制效果Fig.20 Results of neutral point voltage deviation control during motor starting process

電機轉速從8 000 r/min升至15 000 r/min過程為發(fā)電工況。兩種虛擬矢量實驗結果如圖21和圖22所示。

圖21 傳統(tǒng)虛擬矢量下中點電位偏差Fig.21 NP voltage deviation based on open loop virtual vector

圖22 連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量中點電位偏差波形Fig.22 Neutral point voltage deviation based on closed loop virtual vector considering switch pattern continuity

由圖21可知，隨著轉速的升高，中點電位偏差逐漸增大。當發(fā)電機達到15 000 r/min時，中點電位偏差接近-70 V。采用連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量控制后，實驗結果如圖22所示。

由圖22可知，在發(fā)電機轉速變化時，中點電位偏差始終維持在指令值20 V附近，中點電位偏差得到有效控制。發(fā)電機穩(wěn)態(tài)運行于15 000 r/min時，采集線電壓及相電流波形如圖23所示。

圖23 電壓電流波形及電流頻譜分析Fig.23 Voltage and current waveform and FFT of phase current

對比圖23(a)和(c)可知，采用所提出的中點電位偏差連續(xù)序列閉環(huán)控制策略后，中點電位偏差控制在指令值20 V附近，控制效果良好。此外，電機端電壓的峰值由480 V降低為460 V。這有利于降低變頻器開關過程對電機絕緣壽命的影響。

為對比傳統(tǒng)虛擬空間矢量調(diào)制和連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制在低載波比條件下，對中點電位偏差的控制性能，發(fā)電機升速至30 000 r/min，發(fā)電電壓控制在600 V，功率約200 kW，實驗結果如圖24和圖25所示。

圖24 高速發(fā)電工況下中點電位偏差控制效果對比Fig.24 Experimental results of NP voltage control at high speed generation condition

由圖24(a)可見，發(fā)電機超過20 000 r/min，中點電位偏差呈現(xiàn)失控發(fā)散趨勢，偏差達-400 V，嚴重危害變流器安全。由圖24(b)可以看出，在30 000 r/min電機實驗中，中點電位偏差收斂于指令值附近。電機運行于30 000 r/min發(fā)電工況時，中點電位不平衡度為3.3%，穩(wěn)定在指令值附近。30 000 r/min穩(wěn)態(tài)工況下電機線電壓及相電流波形如圖25所示。

圖25 起動發(fā)電機30 000 r/min線電壓相電流實驗波形Fig.25 Experimental results of the starting generator under 30 000 r/min

從圖25可以看出，在30 000 r/min工況下，基波周期內(nèi)脈寬調(diào)制(pulse width modulation, PWM)脈沖數(shù)量相比于15 000 r/min(圖23)明顯降低，但此時中點電位偏差維持在20 V附近，此實驗證明低載波比下連續(xù)序列閉環(huán)虛擬空間矢量控制仍有效。

不同工況下中點電位不平衡度總結在表3中。

表3 各工況下不平衡度對照表

從表4可以看出，傳統(tǒng)虛擬空間矢量調(diào)制策略下，中點電位不平衡度隨著轉速的增加逐漸增大。而連續(xù)序列閉環(huán)虛擬矢量調(diào)制策略下，中點電位不平衡度則逐漸降低，其原因在于中點電位偏差跟蹤指令值后，在全工況范圍內(nèi)維持恒定。

4 結 論

本文分析了三電平變流器應用在高速起動發(fā)電機控制系統(tǒng)中所面臨的中點電位不平衡問題，針對大功率高速起動發(fā)電機雙向功率流和高速發(fā)電工況低載波比的特征，提出考慮功率流極性和開關序列連續(xù)性的閉環(huán)虛擬空間矢量調(diào)制策略，得到以下結論：

1)提出的閉環(huán)虛擬矢量在起動/發(fā)電兩種功率流極性和載波比為20的工況下，具備中點電位偏差控制能力。在30 000 r/min高速發(fā)電穩(wěn)態(tài)工況下，中點電位不平衡度3.3%。

2)在開關序列中引入閉環(huán)調(diào)節(jié)系數(shù)可在保持序列的連續(xù)性的前提下實現(xiàn)中點電位偏差可控。仿真及阻感負載實驗結果表明，考慮序列連續(xù)性的閉環(huán)虛擬空間矢量控制既能實現(xiàn)中點電位偏差有效控制，又能改善系統(tǒng)相電流的諧波特性，尤其對邊帶諧波削弱明顯。