高超噪比寬帶毫米波噪聲信號光子學產(chǎn)生研究

黃海碧，劉文杰，孫粵輝，王安幫,2，秦玉文,2，王云才

（1.廣東工業(yè)大學 信息工程學院 廣東省信息光子技術重點實驗室，廣東 廣州 510006；2.太原理工大學 新型傳感器與智能控制教育部重點實驗室，山西 太原 030024）

1 引 言

噪聲通常被視為干擾信號，為了減小或抑制噪聲引入的不良影響，在通信系統(tǒng)、電子器件及醫(yī)療成像等領域中都在研究和表征噪聲[1-3]。Y因子測量是在這些領域中測試設備、元件或系統(tǒng)噪聲系數(shù)的最常見方法，在測量過程中，通常需要一個已校準的噪聲發(fā)生器提供一個已知的噪聲值。噪聲發(fā)生器通過向待測器件輸入已知功率的寬譜噪聲，可以分析電子設備的噪聲系數(shù)[4]和電磁兼容性[5]，測試接收機的解調(diào)門限、靈敏度、信噪比、載噪比及誤碼率[6]，檢驗雷達的抗干擾能力[7]。另外，噪聲發(fā)生器還可用于隨機數(shù)的產(chǎn)生[8]。可以說，噪聲發(fā)生器是一種在通信、遙感、軍事、天文等眾多領域都有著廣泛應用的專用測試設備。

噪聲源是噪聲發(fā)生器的核心部件，產(chǎn)生噪聲源的主要原理有：基于黑體輻射理論的恒溫電阻產(chǎn)生的熱噪聲[9-10]；氣體放電管中電子無規(guī)則熱運動[11]，雪崩二極管電流或電壓隨機起伏引起的散彈噪聲[12-13]；飽和二極管的陽極電子漲落噪聲等[14]。目前，工作頻率在0～50 GHz的噪聲產(chǎn)生技術已相對成熟，但受限于電子器件的帶寬，毫米波噪聲源的產(chǎn)生技術還有待突破。英國盧瑟福實驗室[15]和日本NTT[16]相繼提出利用摻鉺光纖放大器（Erbium Doped Fiber Amplifier, EDFA）中放大的自發(fā)輻射噪聲（Amplified Spontaneous Emission，ASE）拍頻，或直接入射到高速單行載流子光電探測器（Uni-Traveling-Carrier Photodiode，UTCPD）上產(chǎn)生毫米波電噪聲，開辟了基于光子技術的毫米波噪聲產(chǎn)生新方向。

超噪比（Excess Noise Ratio，ENR）是噪聲源的關鍵指標之一，其定義為噪聲源輸出的等效噪聲溫度超過標準室溫下內(nèi)阻熱噪聲溫度的倍數(shù)，它實際上與噪聲源輸出的噪聲功率成正比。當測試具有較大噪聲系數(shù)的接收機，或校準具有較大動態(tài)范圍的設備時，常常需要高超噪比的噪聲源。

熱噪聲源主要基于普朗克黑體輻射定律，產(chǎn)生的噪聲功率由其溫度決定。在給定的電阻負載下，若要實現(xiàn)輸出超噪比大于20 dB，負載溫度應超過30 000 K。如此高的溫度，現(xiàn)有技術很難實現(xiàn)。

由半導體結產(chǎn)生的散彈噪聲的功率譜密度主要由通過半導體結的平均偏置電流I決定。基于此原理的噪聲源，要獲得大的超噪比，就需要增加偏置電流，或者在輸出端級聯(lián)多個功率放大器[17]，但前者會帶來熱效應，影響噪聲源的可靠性及壽命；后者又造成價格昂貴及體積龐大。特別是，受電子器件帶寬的制約，噪聲源的工作頻率越高，其輸出的功率就越低。2015年，美國NASA戈達德太空飛行中心Negar Ehsan等人反向偏置GaAs肖特基二極管，實現(xiàn)了G波段(160～210 GHz)噪聲源，但超噪比在200 GHz處為9.6 dB[18]。法國國家科學研究中心Goncalves等人在2017年用55 nm的COMS工藝線制出130～170 GHz的毫米波噪聲源芯片[19]，在2019年用SiGe BiCMOS 55 nm技術進一步產(chǎn)生140～260 GHz毫米波噪聲源[20]，但超噪比最大只達到20 dB。2020年意大利Federico Alimenti等人用130納米硅鍺(SiGe)雙極互補金屬氧化物半導體(BiCMOS)工藝實現(xiàn)了毫米波固態(tài)噪聲源，超噪比在40 GHz處為19 dB[21]。2020年，美國喬治亞理工學院先進概念實驗室Coen等人采用SiGe異質(zhì)結雙極晶體管(HBT)的集電極-基極結實現(xiàn)雪崩源，在60 GHz處只獲得18.7 dB的超噪比[22]。可見，基于傳統(tǒng)的電子方法產(chǎn)生的噪聲源的超噪比通常較小，一般低于20 dB。

西班牙瓦倫西亞理工大學的Borja Vidal[23]將ASE光噪聲經(jīng)高速光電探測器直接轉化后，實驗產(chǎn)生了超噪比大于62 dB的微波噪聲，但其最高噪聲頻率僅為20 GHz。日本NTT公司采用ASE光拍頻，利用UTC-PD產(chǎn)生了頻率為295～355 GHz的毫米波噪聲，但缺乏對超噪比的分析。本文分析了ASE光拍頻產(chǎn)生毫米波噪聲技術中影響超噪比的主要因素，并通過數(shù)值仿真和實驗獲得了超過50 dB的高超噪比的毫米波噪聲。

2 理論分析

2.1 毫米波噪聲源產(chǎn)生原理

基于ASE光拍頻產(chǎn)生毫米波噪聲的基本原理如圖1所示。

圖1 ASE光拍頻產(chǎn)生毫米波噪聲原理圖（ASE：放大自發(fā)輻射源；OC：光耦合器；EDFA：摻餌光纖放大器；PD：光電探測器）Fig.1 Block diagram of the millimeter wave noise source generated by ASE light beating.(ASE: amplified spontaneous emission; OC: optical coupler; EDFA:erbium doped fiber amplifier; PD: photodetector)

一個EDFA產(chǎn)生的ASE噪聲經(jīng)過一個1×2耦合器分成兩路，分別經(jīng)過光譜濾波器Optical Filter 1和Optical Filter 2，再耦合到響應度為R、內(nèi)阻為R0的光電探測器（PD）中進行拍頻。兩光譜濾波器經(jīng)過濾波產(chǎn)生中心頻率分別為v1、v2的兩束非相干光。假設兩光譜濾波器的3 dB帶寬均為B，傳輸函數(shù)H1(v)和H2(v)均為高斯型，被濾波出的光譜半波全寬為σ，σ與光濾波器的3 dB帶寬B的轉換關系為B=(c/λ2)·σ，其中c為光速，λ為波長，則耦合光場具有雙高斯光譜，可表示為：

光電探測器輸出的光生噪聲電流功率譜密度可用光譜的卷積表示：

其中，P0為入射到PD的光功率，R與R0分別為PD的響應度和內(nèi)阻。可見，輸出電噪聲的功率譜密度包含兩個頻譜：一個中心頻率fc1=0 GHz、帶寬為0.707B的半高斯譜和一個中心頻率fc2=v2-v1（設v2＞v1）、帶寬為1.414B的高斯譜，后者稱為拍頻項。因此，通過調(diào)諧v1和v2，就可以調(diào)控光生噪聲源的中心頻率，通過光放大器調(diào)控入射光功率就可以調(diào)控噪聲源輸出噪聲功率，通過光譜濾波器控制光譜的線寬就可以調(diào)控噪聲源的帶寬。

2.2 噪聲源超噪比分析

根據(jù)尼奎斯特定理P=kBTB（P為輸出的噪聲功率，kB為玻爾茲曼常數(shù)，T為溫度，B為帶寬）可知，噪聲源的噪聲功率與噪聲溫度成正比，結合超噪比的定義，超噪比可用噪聲功率或噪聲功率譜密度表示:

其中，Th表示噪聲源在正常工作狀態(tài)下的等效輸出噪聲溫度，Tc表示噪聲源在關閉狀態(tài)下的等效輸出噪聲溫度，T0為標準室溫（290 K），kB為玻爾茲曼常數(shù)。在標準室溫下，熱噪聲產(chǎn)生的功率譜密度為10 log(kBT0)=-174 dBm/Hz。假設Tc=T0，當ENR≥15 dB時，則根據(jù)式（3）可計算出噪聲源在正常工作狀態(tài)下的等效輸出噪聲溫度超過9 460 K，這遠大于標準室溫。因此，噪聲源的超噪比可近似為：

其中，Sa(f)為噪聲源在正常工作狀態(tài)下產(chǎn)生的功率譜密度。

根據(jù)光電探測器的響應頻帶，可將光電探測器視為帶通濾波器，則對于高頻段的噪聲源，通常只取拍頻項的噪聲信號。拍頻項噪聲的分布位置由其中心頻率決定，而拍頻項的噪聲中心頻率取決于兩拍頻光的中心波長差|v2-v1|。由式（2）和式（4）可知，在入射光功率P0、光電探測器響應度R和非相干光的線寬σ一致的情況下，拍頻項噪聲源的超噪比從一個中心頻率移到另一個中心頻率時，3 dB帶寬內(nèi)噪聲源的超噪比不會隨著中心頻率的改變而改變。故影響噪聲源超噪比的關鍵因素主要為入射光功率P0、光電探測器響應度R和非相干光的線寬σ。因此，在PD固定的情況下，可以通過光放大器調(diào)控入射光功率和通過光譜濾波器控制光譜的線寬，從而調(diào)控噪聲源的超噪比。

依據(jù)現(xiàn)有高速光電探測器響應度水平對毫米波噪聲的超噪比進行理論分析。本文選擇3種典型高速光電探測器為：德國Fraunhofer公司PD（CXPDV145），帶寬DC-145 GHz、響應度R=0.4 A/W、飽和輸入光功率Pmax=14 dBm；?日本NTT公司UTC-PD（IOD-PMF-13 001），帶寬90～140 GHz、R=0.35 A/W、Pmax=15 dBm；清華大學研制的PD[24], 帶寬DC-150 GHz、R=0.16 A/W、Pmax=20 dBm。入射光功率對毫米波噪聲超噪比（在100 GHz頻率處）的影響如圖2所示（彩圖見期刊電子版），此時兩噪聲光的中心頻率差v2-v1=100 GHz，噪聲光的光譜線寬均為0.1 nm。可見，基于ASE光拍頻產(chǎn)生毫米波噪聲源的超噪比與入射光功率成正比。更重要的是，對于3種商用的高速PD，在PD最大飽和光功率下取得的超噪比分別約為53 dB、53 dB和55 dB，均超過50 dB。

圖2 ASE噪聲光拍頻產(chǎn)生噪聲超噪比與入射光功率P0的理論曲線（100 GHz處）Fig.2 The excess noise ratio versus the ASE noise power P0 at 100 GHz

圖3給出了光生毫米波噪聲的超噪比與所采用光電探測器響應度R之間的關系曲線。設ASE的光功率P0=10 dBm，線寬σ=0.1 nm，兩ASE光譜的中心頻率差v2-v1=100 GHz，光電探測器的響應度約在0.1～0.6 A/W之間（如NTT公司280～380 GHz的PD(IOD-PMJ-13 001)的響應度典型值為0.22 A/W，F(xiàn)inisar公司DC-100 GHz的PD（XPDV412xR）的響應度典型值為0.6 A/W）。從圖3中可以看出，當光電探測器的響應度在0.1～0.6 A/W變化時，所產(chǎn)生的毫米波噪聲在100 GHz處的超噪比與PD的響應度R呈對數(shù)關系，當PD的響應度大于0.35 A/W，且光功率大于10 dBm時，光生毫米波噪聲源的超噪比大于50 dB。

圖3 100 GHz處的ENR與PD響應度R的關系曲線（σ=0.1 nm，P0=10 dBm）Fig.3 The relationship between the excess noise ratio and the PD responsivity R at 100 GHz(σ=0.1 nm，P0=10 dBm)

圖4（彩圖見期刊電子版）給出了非相干光線寬對光生毫米波噪聲源超噪比的影響及線寬與帶寬的關系，此時PD響應度R=0.35 A/W，入射光功率P0=15 dBm。如圖4中紅色曲線所示，隨著光譜線寬增大，毫米波噪聲的超噪比呈對數(shù)下降趨勢。其原因是，光生毫米波噪聲的帶寬隨著光譜線寬增大而線性增加（如圖4中藍色直線所示），加之入射光功率保持不變，從而導致功率譜密度降低。盡管如此，可發(fā)現(xiàn)在線寬低于0.22 nm時，光生噪聲的超噪比仍大于50 dB。

圖4 噪聲源的ENR和3 dB帶寬分別與兩個高斯光噪聲線寬σ的關系（@100 GHz， R= 0.35 A/W，P0=15 dBm）Fig.4 The variation of the excess noise ratio and the 3 dB bandwidth of the noise source with the linewidth of two Gaussian optical noises.（@100 GHz,R = 0.35 A/W, P0=15 dBm）

通過上面的理論分析可知，通過選擇入射光功率P0、光電探測器的響應度R和拍頻光噪聲信號的線寬σ這3個因素，可以產(chǎn)生中心頻率與帶寬均可調(diào)節(jié)的高超噪比的毫米波噪聲源。

3 實驗驗證

圖5 （a）ASE噪聲源被兩光濾波器濾波整形后的兩路光譜圖；（b）濾波出的兩束光被耦合后的光譜圖Fig.5 (a) Two channel spectra of the ASE noise source filtered and shaped by two optical filters; (b) the spectra of the filtered two beams after coupling

本文通過實驗驗證了非相干光拍頻產(chǎn)生高超噪比毫米波噪聲的設想，實驗裝置如圖1所示。由一個ASE寬帶光源（KG-ASE-C-13-D-FA）產(chǎn)生的ASE噪聲信號被兩路光濾波器濾波整形，產(chǎn)生兩個中心頻率分別為X和Y的高斯型光噪聲信號。圖5（a）所示，光濾波器1濾出一束中心波長為1 550 nm的高斯型ASE光譜①，光濾波器2濾出一束中心波長為1 550.28 nm的高斯型ASE光譜②。之后，這兩束光經(jīng)過一個3 dB光纖耦合器進行耦合，耦合后的光譜圖如圖5（b）所示，兩光譜進行耦合疊加后有兩個峰值，這兩峰值之間的波長差即為拍頻項產(chǎn)生的電噪聲信號的中心頻率。EDFA（Amonics AEDFA-PA-35-B-FA）用來放大輸入光信號的光功率，使入射到高速光電探測器（Finisar XPDV2120R，R=0.65 A/W,Pmax=10 dBm）的光噪聲功率能達到PD的最大飽和功率，從而獲得最大的電噪聲值。光放大器EDFA用于調(diào)控入射光功率，光濾波器用于調(diào)控噪聲源的中心頻率與帶寬。因實驗中所采用的探測器帶寬為50 GHz，因此，在實驗中僅在50 GHz的范圍內(nèi)來驗證本文提出的光生高超噪比毫米波技術方案。

在實驗過程中，設置兩拍頻光的波長線寬為0.1 nm，入射到PD的光功率為9.8 dBm。圖6(a)、6(b)（彩圖見期刊電子版）分別給出了非相干光中心頻率差為25 GHz和35 GHz獲得的噪聲頻譜。可見，電噪聲的功率譜包含兩個頻譜：一個中心頻率fc1=0 GHz的半高斯譜和一個中心頻率fc2=25 GHz或fc2=35 GHz，帶寬為1.414B的高斯譜，與理論分析一致。雖然中心頻率fc1=0 GHz的半高斯譜的幅值大于拍頻項，但是它只分布在低頻部分且不能隨意調(diào)控。所以對于高頻段的噪聲源通常把fc1=0 GHz的半高斯譜濾波掉，只取拍頻項產(chǎn)生的噪聲信號作為噪聲源。拍頻項噪聲的分布位置由其中心頻率決定，可通過調(diào)控兩拍頻光噪聲信號的中心波長差來控制。圖中紅色曲線①為實驗結果。

同時，采用Optisystem平臺進行仿真，選擇兩個LED模塊為寬帶光噪聲源以及兩個高斯型光濾波器對寬帶光噪聲源進行濾波整形（調(diào)諧光濾波器1中心頻率為1 550 nm,光濾波器2中心頻率為1 550.2 nm或1 550.28 nm，帶寬均為12.5 GHz，對應光譜線寬為σ=0.1 nm），可得出兩路已知中心頻率和線寬的高斯型光噪聲信號，用3 dB耦合器將兩路光耦合入射到光放大器模塊，通過調(diào)控光放大器模塊的增益使得耦合后的光噪聲功率為9.8 dBm，兩非相干光噪聲經(jīng)過耦合放大后在PIN光探測器中進行拍頻，設置光探測器響應度為0.65 A/W，可得到電噪聲。仿真結果如圖6中藍色曲線②所示。對比發(fā)現(xiàn)，實驗與仿真功率譜在形狀和幅值上均保持一致；3 dB帶寬均為17.6 GHz，約等于光譜線寬的1.414倍，與理論結果吻合。此外，對比圖6(a)與圖6(b)，噪聲譜的頻率范圍隨著中心頻率改變而發(fā)生變化，但是帶寬和譜線形狀均可保持。因此，通過調(diào)控兩個高斯光噪聲的中心頻率差，易于調(diào)控噪聲源工作頻段。

圖6 不同中心頻率下，實驗與仿真分別產(chǎn)生的寬帶毫米波噪聲源的頻譜圖。(a) 25 GHz；(b) 35 GHzFig.6 Power spectra of the broadband millimeter-wave noise (RBW=1 MHz) at different center frequencies.(a) 25 GHz; (b) 35 GHz.Red: experiment;blue: simulation

在實驗中，用頻譜儀作為接收器對所產(chǎn)生的電噪聲信號進行測量，設置其分辨率帶寬RBW為1 MHz。根據(jù)圖6中實驗獲得的噪聲功率譜，所產(chǎn)生的噪聲信號的功率譜密度可表示為：Sa(f)=P(f)-10log(RBW)，P(f)是在頻譜儀中觀測到的功率譜。故根據(jù)噪聲功率譜可計算得出噪聲信號功率譜密度，再結合式（4）可計算出對應頻段的超噪比，結果如圖7所示（彩圖見期刊電子版），只取拍頻項3 dB帶寬內(nèi)噪聲信號的ENR，其中褐色曲線①和橙色曲線②分別是中心頻率為25 GHz和35 GHz的噪聲超噪比分布。可見，實驗產(chǎn)生的噪聲源在3 dB帶寬內(nèi)(17.6 GHz)的超噪比分布在54～57 dB之間，遠高于傳統(tǒng)的噪聲源。此外，當中心頻率從25 GHz調(diào)節(jié)到35 GHz時，超噪比沒有出現(xiàn)明顯改變。

根據(jù)這一實驗結果，在模擬仿真過程中，根據(jù)實驗條件同樣設置兩拍頻光光譜線寬σ=0.1 nm，入射到PD的光功率P0=9.8 dBm，探測器的響應度R=0.65 A/W。在第一次仿真中分別調(diào)控兩拍頻光的中心波長為1 550.00 nm和1 552.4 nm，在第二次仿真中分別調(diào)控兩拍頻光的中心波長為1 550.00 nm和1 552.56 nm。模擬仿真分別得到了拍頻項中心頻率為300 GHz和320 GHz的高斯型電噪聲信號，低頻部分噪聲信號已被濾除，拍頻項對應的高頻部分噪聲的ENR結果分別如圖7中綠色曲線③和藍色曲線④所示，ENR仍然保持高斯型變化趨勢。高頻段噪聲信號3 dB帶寬仍為17.6 GHz，超噪比仍然保持在54～57 dB之間。故在與實驗條件相同的情況下，通過調(diào)控兩拍頻光的中心波長差，使在高頻段同樣能產(chǎn)生與低頻段一樣大超噪比的噪聲源。因此，我們可以合理預測，在實驗設備條件允許的情況下，利用光噪聲拍頻的方法可以產(chǎn)生毫米波甚至亞太赫茲波段的高超噪比噪聲源，并且可以根據(jù)光功率等參數(shù)實現(xiàn)超噪比調(diào)控。

圖7 毫米波噪聲源超噪比的實驗和模擬結果Fig.7 Experimental and simulation results of the excess noise ratio of the millimeter-wave noise source

4 結 論

本文理論上闡明了基于非相干光拍頻產(chǎn)生毫米波噪聲技術中影響噪聲源超噪比的因素，明確了超噪比隨入射光功率線性增加、隨光電探測響應度對數(shù)增加、隨光噪聲信號線寬對數(shù)降低的關系。我們利用主要供應商和研究組的典型PD產(chǎn)品參數(shù)進行模擬仿真，發(fā)現(xiàn)通過合理調(diào)節(jié)入射到PD的光功率和光噪聲信號的線寬，可實現(xiàn)超噪比大于50 dB的毫米波噪聲源。實驗上，產(chǎn)生了頻率范圍為17～33 GHz和27～43 GHz的噪聲信號，實現(xiàn)了超噪比54～57 dB，與仿真結果在292～308 GHz和312～328 GHz頻段一致驗證了理論預期。同時，通過選擇兩非相干光的中心頻率差，我們就可以在毫米波甚至太赫茲波段產(chǎn)生高超噪比的噪聲信號，從而彌補目前基于電子元件的毫米波噪聲發(fā)生器的缺乏。