一種航空聲吶浮標多模式無線電調頻技術

魯宏捷

(中國航空工業集團公司洛陽電光設備研究所，河南 洛陽 471000)

0 引言

航空聲吶浮標又稱為無線電浮標，是廣泛應用于海戰場探測潛艇或水下目標的一種消耗性遙感聲吶裝備，多由航空反潛機進行布放，也可以采用艦船布放。浮標布放后，其水下聲吶自動下放到一定深度開始收集水下聲信號，通過電纜將聲吶信號傳輸到水面浮體上的無線電發射機調制發射，隨后由布放平臺采用無線電接收機進行解調，經過信號處理完成探測功能。

海戰場電磁環境和通信需求都較為復雜，頻譜資源緊張，尤其是航空聲吶浮標占用的VHF頻段大量裝備都在使用。國外浮標的無線電頻率范圍一般為136～173.5 MHz，劃分為100個通道，通道中心頻率間隔375 kHz，同一時間段布放使用的浮標各自占用其中1個無線電通道，布放平臺需要采用多通道接收機進行接收解調[1]。

隨著航空聲吶浮標從被動到主動、從高頻到低頻、從全向到定向、從單陣元到多陣元、從單基地到多基地、從模擬到數字的發展歷程[2]，對浮標無線電調制的要求越來越高：頻帶利用率要高，能支持更快的傳輸速率和信息速率；主瓣頻譜能量要集中，旁瓣能量水平要低，盡量減小對鄰道或者其他系統的干擾；同時由于浮標屬于通用于多種反潛戰術平臺的一次性消耗裝備，既要易于工程實現和低成本控制，又要易于擴展功能，具有強大的靈活性和兼容性。

浮標最初采用的是模擬FM[1]，但隨著其衍生型號越來越多，越來越復雜，開始采用CPFSK，GFSK等數字調頻[3]。為了在不同反潛平臺上通用，或者保持新老型號通用，更多的浮標開始采用多模式設計[2，4]。例如北約的AN/SSQ-573浮標，這是一種可供大量使用的被動定向浮標，具有DIFAR，LFA和HIDAR三種工作模式，其中DIFAR和LFA模式下浮標無線電采用FM，傳輸的是寬帶復合調制的模擬信號，包含1路聲壓、2路振速和羅盤方位信號以及衛星定位數據等；HIDAR模式則采用GMSK調制，傳輸的是上述信號的數字信息。AN/SSQ-955浮標也有類似的設計，具有DIFAR和HIDAR兩種工作模式，無線電分別采用FM和GFSK調制。這種多模式浮標在使用前，可以根據平臺或者戰術需求，人為設置其中一種工作模式，因此具有良好的兼容性和靈活性。雖然文獻[2-4]對各類浮標的調制類型進行了介紹，但未對其實現進行深入探討。

隨著數字技術的廣泛應用，浮標聲學部件大多在水下已經完成A/D采樣，甚至完成初步的信號處理，進入無線電發射機前已經數字化。因此，浮標的無線電設計可以充分借鑒軟件無線電的設計思想[5]。

文獻[6-8]運用FPGA和DSP等數字芯片設計硬件平臺，用軟件完成MSK信號的調制、解調和同步算法，實用性很強。文獻[9]論述了GMSK在MSK調制器之前插入高斯低通預調制濾波器的調制方式。然而，文獻[6-8]所提及的MSK調制器并不能在輸入之前直接插入高斯低通預調制濾波器。文獻[10]提出了如何在前述MSK調制器后端插入高斯低通預調制濾波器實現GMSK調制的設想，但使用了2路高斯濾波器，代價較高。文獻[11-13]分別從理論算法、硬件設計和仿真分析等角度論述了GMSK調制解調技術的實現，對GMSK調制解調器的設計實現極具參考價值，但沒有論述如何兼容其他調制類型。文獻[14]研究了一種頻譜緊湊的高斯脈沖調頻(Gaussian Frequency Modulation，GFM)體制,即基于高斯波形采用非正交窄帶數字調制和非相干檢測的解調方式,便于將現有的模擬調頻電臺改造成數字電臺，提供了一種兼容模擬和數字通信體制的思路。文獻[15]認為多模式調制解調技術建立在信號的正交分解理論基礎上，因為根據正交分解理論，帶通信號可用其低通等效復包絡等效表示，然后將原來的帶通調制解調轉變成“基帶調制解調”和“正交變頻”2部分，基本確定了多模式調制解調技術的方向，但只對多模式解調進行了闡述，并未深入闡述多模式調制。文獻[16-18]介紹了如何利用DDS芯片實現正交上變頻，解決了基帶調制以后的問題，這些DDS芯片都在軟件無線電的實際應用中廣泛采用。在此基礎上，只要解決多體制融合的基帶調制，就可以實現多模式調制。

航空聲吶浮標在國內的發展時間并不長，仍有較大的發展空間。為適應一代平臺多代裝備的軍事裝備發展特點，需要研究一種通用的、多制式的、拓展性強的無線電調制器，以滿足多模式浮標的需求。

1 數字調頻基帶信號的預調制

為了頻譜緊湊，降低對鄰道的干擾，數字調頻一般都采用連續相位調頻(CPM)，采用高斯預調制技術的通用平滑調頻(GTFM)運用最為廣泛[10]，效果更好。

高斯函數的一般表達式為：

(1)

其傅里葉變換為：

(2)

令F2(B)=1/2，BTb=α,可以求出時域方差和頻域帶寬、碼元周期之間的關系：

(3)

將式(3)帶入高斯函數，可得：

(4)

式中，Tb為待調制碼元周期；B為高斯濾波器的3 dB帶寬。二者積反映了高斯濾波器對調制信號的影響：BTb值越大，調制信號符號轉換越陡峭，主瓣滾降越緩慢，旁瓣越高，符號間串擾減輕；BTb值越小，調制信號符號轉換越平緩，主瓣滾降越迅速，旁瓣越低，符號間串擾加重。作為一個特例，MSK的BTb=∞。

以下假設碼元速率為256 kb/s，以1/Tb的8倍率對式(4)的高斯函數進行采樣，取±2Tb的采樣點做歸一化，可以得到高斯濾波器的卷積樣值。圖1分別給出了BTb為0.3，0.5的高斯濾波器樣值。

圖1 不同BTb高斯函數歸一化樣值Fig.1 Normalized sample values of Gaussian functions with different BTb

對于雙極性碼元序列樣例(-1，-1，-1,1,1,1，-1,1，-1，-1,1,1)采用高斯濾波并歸一化，可以得到如圖2和圖3所示的結果。

(a) NRZ碼元經高斯濾波(BTb=0.5)前后對比信號

(b) 高斯濾波(BTb=0.5)信號眼圖圖2 BTb=0.5高斯預調制結果及信號眼圖Fig.2 Gaussian pre-modulation results and signal eye diagram with BTb=0.5

(a) NRZ碼元經高斯濾波(BTb=0.3)前后對比信號

(b) 高斯濾波(BTb=0.3)信號眼圖圖3 BTb=0.3高斯預調制結果及信號眼圖Fig.3 Gaussian pre-modulation results and signal eye diagram with BTb=0.3

對比可知，BTb值越小，符號間過渡越平緩，表明頻譜越緊湊；但眼圖開度減小，表明符號間串擾加大。

由于總體深度參與項目策劃、設計論證、文件編制、生產組織等工作，其自身素質和工作質量深刻地影響著項目的方案穩定程度、投資控制效果、專業接口控制質量，其所擁有的生產管理和技術協調能力已構成鐵路勘察設計院重要的核心競爭力。設計院應關心設計成本和設計質量，高度關注總體人才隊伍建設。

數字碼元經高斯濾波器調制后，成為一個雙極性的歸一化序列信號gk(n),k表示對應的碼元序號，n表示m倍碼元速率的第n個采樣點。可以看出，這個序列信號具有模擬信號的特點。如果采用直接調頻，需將此信號轉換為一定幅值的模擬電壓信號。仍以碼元速率為256 kb/s(1/Tb)為例，按照GMSK信號的調制指數h=0.5，其最大頻偏是碼元速率的1/2，所以雙極性信號的最大頻偏為±64 kHz(h/(2Tb)=1/(4Tb))。按照調制靈敏度為KfkHz/V,歸一化雙極性信號對應的最大模擬電壓信號幅值為±64/KfV。

所以，可以將雙極性的歸一化序列信號gk(n)乘以64/Kf，轉換為模擬電壓信號，經采樣周期Tb/m的D/A輸出及低通平滑后，接入VCO即可實現直接調頻,但是這樣得到的GMSK信號的相位不夠準確[13]。

2 高斯預調制信號GMSK間接調頻調制器

以GMSK調制為例，采用正交調制間接調頻，高斯預調制信號需要先轉換為上節中得到的電壓信號，再進行V/F變換并轉換為弧度，進行時間積分，然后用其控制載波的瞬時相位，從而間接地控制載波的瞬時頻率變化，其原理如圖4所示。

圖4 高斯預調制信號間接調頻原理Fig.4 Principle of indirect frequency modulation of Gaussian pre-modulation signal

以高斯預調制信號m倍碼元速率采樣時，第k個碼元第n個采樣點的積分相位可以表示為：

(5)

式中，gk(n)為高斯預調制信號第k個碼元第n個采樣點值；φk-1為前一個碼元的積分相位。

式(5)簡化可得：

(6)

按照式(6)可以把圖4簡化為圖5所示的實現方式。

圖5 簡化后的高斯預調制信號間接調頻實現方式Fig.5 Implementation of indirect frequency modulation of simplified Gaussian pre-modulation signal

圖5所示虛框內可以理解為1個h=0.5的MSK調制器〔9，11〕。

進一步對比高斯預調制信號的眼圖，可以發現，φk(n)可以通過求截止到對應采樣點眼圖曲線下方的積分面積，乘以π/2m，再加上前一個碼元相位積分值得到。因此可以把圖2或圖3眼圖中的每條曲線，按照仿真計算結果求得精確的Δφk(n)序列值，并將其對應建立起1個表格，通過碼元的前后關系以及碼元采樣點來進行查表，然后計算積分相位，通過DDS獲得正交調制分量I=cosφ和Q=sinφ，可以節省大部分運算〔12-13〕。

仍以碼元序列(-1，-1，-1,1,1,1，-1,1，-1，-1,1,1)為樣例，按照圖5進行仿真，并與MSK調制結果對比，可得MSK和GMSK(BTb=0.5)的相位路徑對比如圖6所示。

圖6 MSK和GMSK相位路徑比較Fig.6 Phase path comparison between MSK and GMSK

MSK的相位路徑雖然連續，沒有斷點或突跳，但是在符號轉換時仍然存在尖角，帶來了一定的帶外輻射。而GMSK改善了這一點，其在符號轉換之間的相位變化平滑，沒有尖角，1個碼元周期的相位變化≤±π/2。

3 模擬/數字兼容調制器

根據上節內容，可以利用間接調頻構成一種通用的架構，同時兼容模擬和數字調頻，并且兼容多種數字調頻體制，如圖7所示。

輸入vk是模擬信號A/D采樣后的數字序列，采樣率為1/Ts。一般浮標的寬帶聲學信號或者復合信號頻率在40 kHz以內，采樣率大于100 kHz即可。輸入ak是周期為Tb的數字碼元信號的m倍頻雙極性不歸零碼序列。一般浮標的數字傳輸速率不大于500 kb/s。輸入h是調制指數，決定數字通道采用何種CPM體制。輸入BTb決定數字預調制濾波器的特性。因此，通過輸入控制和信號處理，上述架構可以兼容FM，CPFSK，MSK，GFSK，GMSK等調制體制。

多模式調制的核心在于基帶處理，歸結為完成積分相位φk(n)的計算，可以采用DSP，FPGA或者二者結合實現。模擬調頻信號的處理較為簡單，數字調頻信號的處理，一般采用波形存儲查表的方式實現。基帶信號處理完成后，正交上變頻可以由專用的DDS芯片或者內部帶有NCO的高速DAC芯片實現。

仍以上文的碼元序列為例，對上述調制器進行仿真，當采用h=0.5，BTb=0.5的GMSK調制時，正交調制分量I=cosφ和Q=sinφ信號及眼圖如圖8所示。

(a) 正交調制分量信號圖

(b) 正交調制分量信號眼圖圖8 I=cos φ和Q=sin φ信號及眼圖Fig.8 I=cos φ and Q=sin φ signal and eye diagram

4 結束語

在分析航空聲吶浮標無線電調頻需求的基礎上探討了一種適于浮標使用的兼容模擬FM和多種數字調頻體制的多模式調制器架構。根據間接調頻的基本原理進行推導，正交調制的關鍵是數字化基帶信號轉化的相位積分，而浮標無論采用模擬調頻還是數字調頻，其待傳輸的水下聲吶信號均可以轉化為數字序列，可作為正交調制分量的相位積分輸入。采用對模擬采樣信號和數字碼元信號2種不同基帶輸入控制的管理方式，結合V/F變換、預調制等信號處理，可實現多模式切換。計算機仿真驗證了此架構下基帶預調制信號和正交調制分量信號的有效性。多模式浮標的使用，不但能夠使航空聲吶裝備的性能得到改進和提升，而且可以節約裝備研制成本，延長老平臺舊裝備使用壽命，具有較高的應用價值。