基于四級級聯放大的程控微弱信號放大裝置

李良杰，呂志剛，馮曉崗，王 賓，邸若海

(西安工業大學電子信息工程學院，陜西 西安 710021)

0 引言

對于采用感應裝定方式的引信系統，其通信鏈路的可靠性至關重要，直接影響了引信裝定的安全性和全彈的空炸作用率，膛口信息傳輸成為限制膛口感應裝定引信發展的瓶頸技術[1-2]。由于感應裝定系統采用非接觸式信息傳輸方式，感應接收到的信號幅值較小，不便后續分析測量；且在不同頻率，不同電磁環境的影響下，感應接收到的高頻微弱信號易受干擾產生失真，因此在感應裝定通信鏈路中，需要對感應接收信號進行幅值放大，從而方便后續電路的檢測、處理、分析。近年來，國內學者提出基于AD620的放大器，解決了放大電路中零點飄移、放大失真等問題[3-4]，但未在控制放大電路方面做出改進，所使用的信號放大方法主要是由集成運算放大器構建的傳統的單級放大電路。傳統的微弱信號放大電路依靠手動調節增益，電路輸出的結果會過大或過小，這種不穩定性會給后續的電路處理帶來很大的麻煩[5]；并且針對感應裝定測試系統的信號放大裝置設計還處于空窗期。針對傳統放大電路依靠手動調節增益帶來的誤差和不便，結合感應裝定測試系統特點，提出基于四級級聯放大的程控微弱信號放大裝置。

1 分析與設計

1.1 需求分析

圖1為某感應裝定測試系統簡化模型。系統通過感應耦合的方式完成裝定信號的解調、解碼及信息解析。該測試系統主要功能是對引信通信鏈路進行可靠性測試，其中包括感應裝定、接收線圈性能分析。

圖1 感應裝定測試系統簡化模型Fig.1 Simplified model of induction setting test system

在測試過程中，引信體材料和感應線圈匝數、匹配參數會依據實際需求變化[6]，根據耦合回路負載電壓計算公式

(1)

式(1)中，U2為次級耦合回路負載電壓，L2為次級線圈自感，R2為回路線圈的等效阻抗，C2為次級線圈匹配諧振電容，I1為初級線圈回路電流[7]。在上述參數改變的情況下，會導致感應接收線圈電壓的變化，因此在放大接收信號時，需要及時調整增益。

1.2 傳統放大電路

傳統的放大電路主要是由集成運算放大器構成的單級放大電路，文獻[3—4]中都提出了一種以AD620為核心的微弱信號放大器，其核心放大單元原理圖如圖2所示。

輸出電壓可表示為：

Vout=G(Vin+-Vin-)+ADJ，

(2)

式(2)中，Vout為AD620放大器輸出電壓；G為AD620的放大倍數；Vin+、Vin-為輸入信號；ADJ為零點偏移的調節電壓。

圖2 AD620原理圖Fig.2 Schematic diagram of AD620

該放大電路通過手動調節滑動變阻器R1即可調節放大倍數。

總結出該單級放大電路的兩大特點：

1) 由AD620構成的單級放大電路，電路設計簡便，成本較低，但放大倍數有限。

2) 手動調節增益，簡單直接，但人為誤差可能導致放大倍數過大或過小。

因此，需要設計出一款增益可程控調整的放大裝置以適應不同測試條件，并且單獨裝置的設計也能滿足我國引信火工品三化(通用化、模塊化、系列化)的需求[8]。

1.3 四級程控放大電路原理

本文提出的四級放大電路的構建方式如圖3所示，由四級放大單元級聯而成，裝置總增益為各級增益之和。其中，第三級放大單元采用SPI控制的方式，由兩片HMC960級聯構成程控放大單元。各級電路中所需的增益設置電阻以及反饋電阻等參數的計算方式及具體電路構建將在下文詳細討論。

圖3 四級放大電路構成Fig.3 Four stage amplifier circuit

針對各級放大芯片具體的增益分配如表1所示，其中兩片HMC960增益設置相同。根據表1可以計算出裝置理論上總放大倍數在10～1 000倍，即增益在20～60 dB連續可調。

表1 各級增益分配Tab.1 Gain distribution

2 四級級聯程控微弱信號放大裝置

2.1 總體構架

基于四級級聯程控放大的微弱信號放大裝置總體構架構如圖4所示。信號放大電路由前置低噪聲放大單元、單端轉差分放大單元、DGA(dual gain amplifier)主放大單元及差分轉單端放大單元構成四級程控放大電路。主控電路采用STM32為主控芯片作為裝置控制單元，配合外圍電路實現增益調節、顯示等功能。上位機軟件基于LabVIEW平臺進行設計。

圖4 總體構架Fig.4 Overall architecture

2.1.1前置低噪聲放大單元

在多級放大電路中，考慮到第一級噪聲系數與裝置總噪聲系數的關系

(3)

式(3)中，Nf為多級放大裝置總噪聲系數，Nf1、Nf2和Nf3為每一級的噪聲系數，G1、G2則為每一級的增益[9]。

由式(1)可知，第一級噪聲系數主要影響了系統總噪聲。因此，選用一款超低噪聲和超低失真的電壓反饋運算放大芯片AD8099[10]作為前置輸入電路使用。如圖5所示，1R3和1R2分別為反饋電阻和增益設置電阻，分別設置為499 Ω和124 Ω，那么其增益計算如式(4)：

(4)

式(4)中，Vout為AD8099輸出電壓，Vin為輸入電壓。通過反饋電阻RF1和增益設置電阻RG1將前置放大單元增益設置為+5倍。當芯片被設置在+10倍以下，需要外部補償，由1R4和1C8構成RC補償網絡。

圖5 前置放大電路Fig.5 Preamplifier circuit

2.1.2單端轉差分放大單元

考慮到裝置接收的信號為高頻微弱信號，為增強抗干擾能力，在單端輸入后接單端轉差分放大單元，將信號轉換為差分信號，用來提高抗干擾能力，抑制共模輸入，匹配主放大單元的輸入方式。

采用兩個等比反饋網絡構建AD8139單端轉差分放大單元具體電路如圖6所示，為匹配寄生效應，這兩個網絡實際上由兩個等值反饋電阻RF2和兩個等值增益電阻RG2構成。在圖中分別對應2R2、2R4和2R1、2R3。

根據芯片手冊計算得出，若

(5)

則增益方程可推導為：

(6)

式(6)中，G2為放大增益，該級通過反饋電阻和兩個等值增益電阻將增益設置為+1倍。

圖6 單端轉差分放大電路Fig.6 Single-ended to differential amplifier circuit

2.1.3DGA放大單元

DGA主放大單元由兩片HMC960級聯而成，HMC960是一種數字可編程雙通道可變增益放大器，在0～100 MHz頻率范圍內，能實現0～40 dB以0.5 dB步進的增益控制范圍，具有高度靈活性[11]。

為避免放大倍數飽和而導致的多級串擾問題，本裝置將單片HMC960放大增益設置在0～20 dB之間，兩級級聯后放大增益理論上可達0～80 dB，滿足本設計中對放大器頻帶及增益要求。DGA主放大電路的原理圖設計如圖7所示。采用一主多從的控制方式，將兩片HMC960的時鐘線SCK、數據線SDI和SDO共同接入單片機的SPI接口，兩個片選接口SEN分別接入單片機。這樣的電氣連接方式為程控功能的實現提供了硬件基礎。

圖7 DGA主放大電路Fig.7 DGA main amplifier circuit

2.1.4差分轉單端放大單元

由于前述DGA放大單元的輸出方式為差分輸出，因此在主放大單元后需接差分轉單端芯片進行放大信號輸出。AD8130是一款低功耗、低差模增益誤差的單端轉差分放大芯片[12]。基于以上特性，差分轉單端放大單元采用芯片AD8130及其外圍電路構成，其原理圖如圖8所示。

由圖8可知，該芯片的放大倍數由反饋電阻5RF1和增益設置電阻5RG1決定(分別對應式(7)中RF4和RG4)。因此在實際設計中應當采用高精度電阻來提升放大精度，其中放大增益與這兩個電阻的關系如式(7)所示。

圖8 差分轉單端放大電路Fig.8 Differential to single-ended amplifier circuit

(7)

式(7)中，Vout4為AD8130輸出電壓，Vin4為輸入電壓，將AD8130電壓放大增益設置為+2倍。為了隔絕直流信號，在信號輸出端加入0.1 μF電容。

2.2 程控增益調節

針對感應裝定測試系統的特點：在不同測試條件下的感應線圈對放大增益有不同的需求，即要求裝置放大倍數需要快速靈活調整。采用程序控制HMC960調整增益的方式，以得到快速精準的響應。下文將論述具體實現方式。

采用串行通信技術及SPI接口技術執行數據的傳輸與控制，進而實現對裝置的程序控制增益調節功能，避免了傳統放大電路中因手動調節增益帶來的誤差，其整體原理如圖9所示。上位機作為控制單元通過串行通信協議下發原始指令，單片機執行數據解析與校驗，最后通過SPI通信協議下發指令控制放大電路。

圖9 程控增益原理圖Fig.9 Schematic diagram of programmed gain

為了保證增益設置數據有效傳輸，避免因數據錯誤而影響放大效果，制定了串行通信數據包格式如表2所示，并在單片機中做幀頭幀尾校驗無誤后才能有效提取增益數據。

表2 數據包格式Tab.2 Packet format

接收串行信息并解析后的有效數據通過SPI協議發送至HMC960執行增益調節指令，以達到程控增益調節的目的。

在對HMC960進行控制時，首先在SCK的上升沿前將SEN使能并把數據通過SDI數據線發送，此時HMC960會在SCK的第1個上升沿讀取SDI上的數據，并在接下來的23個SCK上升沿連續讀取并存儲數據，在隨后的5個SCK下降沿連續發送地址位，最后經過3個SCK下降沿發送芯片地址。經過32個時鐘周期后，將SEN失能，便完成了一次數據的寫入操作，即程控增益的過程，該過程的時序圖如圖10所示。

圖10 HMC960控制時序Fig.10 HMC960 control timing sequence

由于HMC960自帶SPI接口，所以需要在單片機中對SPI接口進行配置。實際測試中，利用SPI協議進行一主多從通信時，SPI接口的通信速率不宜過高，否則可能造成通信紊亂。因此，給出本文對HMC960操作時的SPI配置方式，如表3所示。

表3 SPI配置Tab.3 SPI configuration

2.3 軟件設計

2.3.1下位機軟件設計

微弱信號放大裝置中下位機軟件設計采用C語言在keil中借助STM32的固件庫進行開發。微弱信號放大裝置的軟件部分主要用于數據采集、數據解析、數據輸出三部分，如圖11為本裝置下位機程序流程圖。

裝置上電后，首先對串口、LCD12864以及HMC960進行初始化配置；隨后進入主程序，在主程序中首先對程控、手控模式設置按鍵數據采集，程控模式下通過串口接收上位機指令后進行解析，將數據寫入主放大芯片寄存器進行增益調節并在LCD12864顯示設置的參數；手控模式下，采集編碼器數據并進行解析，將數據寫入主放大芯片寄存器進行增益調節并在LCD12864顯示設置的參數。

圖11 下位機程序流程Fig.11 Program flow of lower computer

2.3.2上位機軟件設計

上位機也是實現程控功能的關鍵，本裝置上位機軟件采用G語言在LabVIEW環境下進行程序設計。主要實現的是對放大前后波形采集與微弱信號的放大參數調節，圖12為上位機界面圖。

圖12 上位機界面Fig.12 PC interface

具體的實現過程主要包括通信單元、參數設置單元和波形顯示單元子程序設計。圖13為上位機程序設計流程圖。實現該程序通信單元用到LabVIEW平臺儀器I/O中的VISA串口通信方式，通過采用VISA配置串口、VISA寫入、VISA關閉等控件與示波器和信號源進行通信。參數設置單元可以分為輸入頻率設置、輸入電壓設置以及增益設置等子單元，這些子單元通過通信協議編寫成子VI，從而實現裝置參數設置。波形顯示單元根據信號發生器及示波器的通信協議編寫成子VI讀取輸入、輸出波形。

圖13 上位機程序流程Fig.13 Program flow of the host computer

3 實驗測試

在實驗室條件下利用信號發生器產生毫伏級別的正弦信號，經放大裝置放大后由示波器顯示放大后的波形及各項參數，根據測試數據評定該裝置工作性能。

采用控制變量法進行頻率特性測試，固定信號輸入峰峰值為2 mV的正弦信號，固定放大增益40 dB，改變輸入信號頻率測試放大器的帶寬平坦度，測試結果如表4所示。

同樣采用控制變量法進行增益特性測試，固定信號輸入峰峰值為10 mV的正弦信號，固定輸入信號頻率為50 MHz，改變增益進行增益特性測試，測試結果如表5所示。

表4 頻率特性測試Tab.4 Frequency characteristic test

表5 增益特性測試Tab.5 Gain characteristic test

HMC960芯片最高輸入頻率不超過100 MHz，因此裝置不可接收100 MHz頻率以上的信號。在實際測量中，10 Hz以下頻率范圍由于頻率特性響應的影響，該頻帶的微弱信號放大增益衰減較大，并出現波形失真，不具備有效放大能力。測試數據以及示波器波形表明，該放大裝置對10 Hz～100 MHz頻率范圍內的微弱信號放大增益較為平坦，且無波形失真現象。在20～60 dB增益范圍內，輸出電壓與放大增益呈高度線性關系，且無波形失真現象。

4 結論

本文提出基于四級級聯放大的程控微弱信號放大裝置。該裝置以前置低噪聲放大單元、單端轉差分放大單元、DGA放大單元及差分轉單端放大單元完成四級級聯放大電路的構建，給出各級增益的分配方式及具體實現方法；并自定串行通信數據包的方式完成控制指令下發，經SPI協議控制DGA放大單元調節增益；利用C語言和LabVIEW平臺分別完成下位機程序設計及上位機界面設計。實驗結果表明：該裝置對帶寬在10 Hz～100 MHz之間、最低幅值2 mV的微弱信號實現了20～60 dB程控增益不失真放大功能，且在通頻帶范圍內的放大增益較為平坦。該裝置為感應裝定測試領域對信號放大的需求提供了新的技術方案。