雙電源快響應反接卸荷式功率驅動電路分析

柳虎　張倩倩

【關鍵詞】雙電源；反接卸荷；功率驅動電路；PWM

引言

電液比例閥是液壓領域重要的控制元件，比例控制放大器是電液比例控制元件的重要組成部分[1]，由信號處理單元、調節單元、功率放大單元、反饋單元等組成。其中，功率驅動電路是連接控制器與比例電磁鐵的功率放大接口，比例電磁鐵的動作與功率驅動電路的輸出電流直接相關，所以功率驅動電路的響應速度直接影響到比例電磁鐵的性能[2]。常見的比例電磁鐵功率驅動電路主要有模擬式功率驅動電路與開關式功率驅動電路，模擬式比例控制放大電路具有較優的穩態控制性能，但功耗較高、需要做散熱處理。開關式比例控制放大電路功耗較小，其中以脈寬調制式（PWM）最為常用。常見的反接卸荷電路如圖1所示[3]。

圖1 常見的反接卸荷式電路

在反接卸荷電路之中，當PWM信號給高電平時，N型MOS管Q1、P型MOS管Q2導通，電流流經Q2、比例電磁鐵、Q1；當PWM信號為低電平時，Q1、Q2關閉，由于比例電磁鐵的續流效應，此時比例電磁鐵反向接在電源上，電流流經D2、比例電磁鐵、D1，電流迅速衰減。可大幅提高比例電磁鐵的動態頻寬。

一、 反接卸荷電路分析

設計高響應速度的逆解卸荷電路以及相應的PWM信號發生電路

（一）改進式卸荷電路

為滿足控制要求需要，本文設計改進型反接卸荷電路，如圖2所示。改進型反接卸荷電路與常見的反接卸荷電路最大的不同就是添加一高速光耦，高速光耦可以隔離控制電路與驅動電路，提高比例驅動電路的穩定性。此外，為實現驅動電路的控制邏輯，特在Q2之前添加N型MOS管Q3，并添加兩個分壓電阻，這樣當PWM信號輸入高電平時，光耦輸出為高電平，Q1、Q2 、Q3均導通，比例電磁鐵接+24V電源，當PWM信號輸入低電平時，Q1、Q2 、Q3均關閉，比例電磁鐵接-24V電源，實現反接卸荷功能。

圖2 改進型反接卸荷電路

利用Multisim軟件搭建仿真電路，對改進型反接卸荷電路進行仿真，利用信號發生器作為PWM信號（占空比50%）的輸入，檢測比例電磁鐵兩端電壓的變化，得到電壓變化曲線如圖3所示。輸入的PWM信號頻率為100kHz，在圖3可以看出當PWM信號為高電平時，比例電磁鐵兩端電壓為24V左右，當PWM信號為低電平時，比例電磁鐵兩端電壓為-26V左右，產生該現象的原因是電路中存在電磁鐵之外的電阻，主要有采樣電阻，三極管的導通電阻和二極管的正向導通電阻[4]。

圖3 改進式反接卸荷電路比例電磁鐵兩端電壓曲線

（二）高頻PWM波

PWM信號是工程中常用的控制信號，主要應用在電機控制領域、比例電磁鐵控制領域。本文采用TL494芯片來產生PWM信號。TL494 是一種固定頻率脈寬調制電路芯片，它的典型工作頻率為40kHz，最高工作頻率為200kHz，本文中采取100 kHz的振蕩頻率。TL494的頻率由引腳5、6的引腳的電容電阻決定。

二、電流反饋電路分析

（一）反饋電路設計

比例電磁鐵的驅動是由輸入電流的大小決定的，為保證比例驅動電路的輸出電流在可控范圍內，故采用電流負反饋的形式，反饋信號送至TL494芯片的同相輸入端。電流負反饋的測量放大電路是一個具有濾波作用的差動電壓放大電路，可以對電流采樣進行綜合、濾波和放大。電流負反饋電路如圖4所示。

圖4 電流負反饋電路簡圖

（二）電流負反饋響應分析

通過調節電流反饋放大的電路的放大系數，使得放大電流在一定范圍內可由輸入信號控制。本文驅動電路中電磁鐵系數為電阻r=10Ω，電感L=50mH。分別設置輸入信號幅值為4V，5V，頻率為100Hz，按照設定的放大系數可知此時的電流應分別為0.8A，1A，通過Multisim仿真，得到驅動電流如圖5所示。由圖5可以看出輸入為4V時，驅動電流的響應時間約為2.9ms。輸入為5V時，驅動電流的響應時間約為4.2ms。

圖5 驅動電流

對應的TL494誤差放大器輸入信號比較如圖6所示。由圖6可以看出，電流負反饋效果較好，能快速追蹤到給定信號，電流響應曲線平滑，毛刺小，達到期望值后波動較小，響應效果較好。

三、 雙電源快速響應電路

圖6 電流反饋

（一）電源快速切換電路設計

為提高反接卸荷驅動電路的響應速度，本文提出一種雙電源供電策略，即在比例電磁鐵上電階段，施加高壓電源，使得電流快速上升。當電流接近期望值時，切換為低壓電源，以維持電流恒定，因為高壓電源的作用時間在整個反接卸荷周期中占比很少，故大部分時間電路是在低壓電源驅動下工作的。這樣既可以起到快速響應的目的，又可以減小器件的發熱，降低電路的整體功耗。并不會降低驅動電路的使用壽命。實現雙電源快速切換電路的原理如圖7所示。圖中輸出電壓點接到圖2改進型反接卸荷電路的24V電源處。

圖7 雙電源快速切換電路簡圖

雙電源切換策略是令電流反饋信號與輸入信號作差放大，本文采用放大系數為1。差值利用電壓比較器與給定比較信號進行比較，當兩者差值大于給定比較值0.5V時，電壓比較器輸出高電平，電壓比較器輸出與放大器輸出結果進行與運算，如果此時輸入信號大于反饋信號，即電磁鐵處于正向導通階段且電流未接近理想電流值時，放大器輸出為正信號，與門輸出高電平，Q1、Q2導通，Q3、Q4截止，48V電壓選通，當電流反饋信號與輸入信號差值小于0.5V或輸入信號低于反饋信號時，即處于電流接近理想電流值或反接卸荷階段時，與門輸出低電平，Q1、Q2截止，Q3、Q4導通，24V電壓選通，此時電磁鐵兩端電壓為24V。選擇圖7中Q2與Q4漏極電壓進行檢測，得到電壓波形如圖8所示。

圖8 雙電源切換

從圖8可以看出，所設計電路可以按照預先設定邏輯實現48V，24V電源的切換。切換速度極快且切換過程無波動。圖中Q2點電壓存在由48V電壓逐漸下降的情況，是因為電路中電感充電的過程以及切換電路中電阻和MOS管等器件分壓所導致。切換至24V之后Q4漏極電壓存在波動情況，產生這種現象的原因是電流在此時已達到期望電流值，處于波動保持恒定值的狀態，造成Q4漏極電壓的波動。

（二）單雙電源驅動比較分析

比較單電源與雙電源的電流響應速度，設計兩組仿真，分別是輸入信號為4V與輸入信號為5V時的電流響應速度比較。當輸入階躍信號為4V，頻率為100Hz時，單電源與雙電源電流反饋比較如圖9所示。

圖9 單雙電源反饋比較

圖10 輸入為5V時單雙電源反饋比較

此時可以看出采用雙電源工作模式時，響應時間約為1.1ms，單電源工作時，響應時間約為2.9ms。可知雙電源切換比單電源工作響應速度可提高58.6%。且不僅電流上升過程加快，電流的反接卸荷過程也要比單電源的響應變快。

當輸入信號為5V，頻率為100Hz時，單電源與雙電源電流反饋比較如圖10所示。此時可以看出采用雙電源工作模式時，響應時間約為1.5ms，單電源工作時，響應時間約為4.2ms。可知雙電源切換比單電源工作響應速度可提高64.3%。

結論

本文研究了一種雙電源快響應的反接卸荷式比例驅動器，通過對電路的仿真分析，驗證這個電路可實現電流的快速響應，且響應過程平滑，波動較小。證實雙電源切換策略可大幅提高驅動電路的響應速度。輸出電流為0.8A和1A時，雙電源響應比之24V單電源響應速度提高分別為58.6%和64.3%。