子陣級延時的寬帶相控陣技術分析

劉鑫超 吳 皓 洪 偉

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

隨著相控陣技術的快速發展，其廣泛應用于現代雷達、電子對抗設備中。對雷達而言，目標識別、成像、高分辨力與帶寬息息相關，對電子對抗裝備，瞬時帶寬直接影響設備的頻域截獲和干擾能力。由于目標識別、成像雷達的工作帶寬不斷提高，對電子對抗裝備提出了更高瞬時帶寬的需求；同時，快速空域截獲能力對電子對抗裝備的空域覆蓋范圍也提出了更高的要求，使寬帶相控陣波束指向大角度掃描的需求越來越迫切，如何提高寬帶相控陣波束指向大角度掃描精度，使偵察設備能在頻域和空域內同時快速截獲威脅雷達信號，成為電子對抗研究人員關注的研究方向。

1 寬帶相控陣系統存在的問題

1.1 相控陣原理

相控陣由一系列等間距或不等間距的輻射陣元及收發組件組成，通過改變各饋電陣元的相位，實現空間上的波束賦形或掃描，不需要改變陣列的物理朝向，根據相控陣的排布方式，可將相控陣分為一維線陣、二維面陣、曲面及共形陣列等。

以一維等間距線陣為例，如圖1所示，由個陣元組成的一維線陣，陣元等間距排列，間距為，每個陣元后端連接一個移相器，控制該通道輻射信號的相位。通過改變各陣元通道信號的相位，各個陣元接收的信號疊加在一起就會形成一個指向可變的波束。

圖1 一維相控陣天線原理圖

假設強度為，頻率為的信號從方向為的角度輻射到陣面，則其到達第個陣元與第1個陣元的波程差0為

0=(-1)sin

(1)

其到達的時間差為

(2)

其中為光速，我們稱0為孔徑渡越時間。

此時，第個陣元與第一個陣元的相位差為

(3)

令第個通道移相器的移相值為Δ，根據信號合成理論，該角度的場強可以表示為各個陣元接收到輻射信號的矢量和，即

(4)

當Δ+=0時，場強()達到最大值，由此可看出，只要改變移相器的相移量，就可改變系統的波束指向角，從而形成波束掃描。

通過以上計算分析，當系統需要將波束指向時，只需將第1個陣元至第個陣元的信號相位分別移動Δ=-=-2π0(為陣元編號)即可。在工程應用時，由于移向值為[0,2π]之間的數，故移相器提供的移相值為

Δ′=-2π0(mod2π)

(5)

1.2 色散問題的產生

上節分析了相控陣波束形成理論，可知通過對每個陣元的相移值進行配置，從而形成空間角度上的波束掃描，由式(5)可知，相移值與信號頻率強相關，當系統為窄帶信號系統，或信號帶寬相對于信號頻率可忽略不計時，通過對每個通道的相位控制可將波束準確的指向期望值。但是，當系統為寬帶陣列時，將會引入寬帶相控陣的色散問題。

對帶寬為的寬帶信號=+來說，若其相移值按照點頻進行計算，則有

(6)

可知，當信號為寬帶信號時，繼續使用頻率前沿的配相值將會使孔徑渡越時間0發生變化，即波束指向會由變為。其中為的波束指向，令=+′,其中′為波束指向偏差，則

(7)

下面將通過仿真實驗來說明寬帶陣列的色散效應。以某型Ka波段一維線陣為例，陣元數量為=32陣元的均勻線陣，陣元間距42mm，系統瞬時帶寬為2GHz，圖2展示了邊界信號在法線、15°、30°和45°的掃描波束。

圖2 寬帶邊界信號在基于移相器的寬帶相控陣中的掃描指向曲線

由圖2可知，對中心頻率為35GHz、瞬時帶寬為2GHz的寬帶接收相控陣系統，當接收邊帶34GHz和36GHz的信號到達時，其低邊帶和高邊帶信號的波束指向發生了明顯的偏差，且其偏差隨著指向角度的增大而增大，與前文分析一致。在波束指向為45°時，34GHz信號指向偏差最大約為1.7°，與式(7)計算結果一致，誤差接近3dB波束寬度的一半，誤差已嚴重影響系統的工作。

2 典型寬帶相控陣延時器方案

2.1 主流延時方法

2.1.1 微波光延遲

典型單路微波光延遲的結構如圖3所示。射頻信號經由一個電光轉換器(E/0)轉換為光信號，在光纖介質上延遲或處理后再通過光電轉換器(0/E)變換回射頻信號。通過這種形式，不但可在光域對射頻信號延遲，達到對每個通道相位一致的需求，還可在光域對信號進行濾波、信道化、寬帶測頻等微波光子信號處理。

圖3 典型單路微波光延遲結構圖

光延時的優點是瞬時帶寬寬、損耗低、抗干擾能力強以及良好的溫度特性，且傳輸損耗與頻率無函數對應關系。其缺點是成本高，雖然光纖本身的成本已經可忽略不計，但射頻/光轉換設備的成本目前還是較高。同時，由于其是由幾部分獨立功能的模塊組成，體積相對較大，可應用于地面、車載等大型相控陣上，對于Ka波段或更高頻率的相控陣設備，由于單元間距、陣面規模的限制，無法應用在這類小型相控陣中。

2.1.2 微波傳輸延遲線

微波傳輸線延遲線是采用微帶線、同軸線或波導等微波傳輸線構成的延遲線。由于電磁波微波傳輸線中傳播時需要時間，傳播時間與傳輸線的長度相關，通過對傳輸線長度進行精確地設計可以實現高精度的延遲線設計。由于射頻信號在微波傳輸線中的傳播速度接近于光速，因此，很難實現大時延量的延遲線設計。同時，要組合滿足相控陣需求的靈活可調延時量，使用微波傳輸延遲線，需要較大的體積和重量。

2.1.3 數控延時芯片

數控延遲芯片是由于現代集成電路(IC)工藝的不斷提高，晶體管的尺寸不斷縮小，工作頻率的不斷升高，伴隨著數控延遲技術發展而產生的，它主要出現在與時序相關的集成電路中，其延時的精度可從ps到μs，數控延時器具有體積小、重量輕、精度高以及靈活可調等優點，目前越來越多的應用到寬帶相控陣中。但是，受限于目前器件水平的發展，數控延時芯片的數控位數只能做到3～4bit，步進量和總延時量不能兼顧，且單芯片的增益損耗較大，多級串聯需要補償的增益太高，實現高階數的控制的難度較高。

2.2 典型寬帶延時相控陣模型及存在問題

由上文可知，由于寬帶信號在相控陣中相同的孔徑渡越時間0內，不同頻率信號有不同的相位偏移量，造成了由于信號頻率變化引起的波束指向偏移問題，通過以上分析，由于不同頻率信號的孔徑渡越時間0不變，如果對寬帶系統的每個通道進行延時設計，可有效改善寬帶相控陣因帶寬變化造成的波束指向偏移問題。

圖4 一維寬帶延時相控陣系統原理

由式(2)可知，對于波束指向，孔徑渡越時間0不隨頻率的變化而變化，為使()最大，則只需陣元延時量′等于孔徑渡越時間0即可。

(8)

其最大延時量′取決于陣面兩端陣元距離(-1)和波束掃描角度的最大值，其最小延時量′等于延時步進量′，取決于相鄰陣元間距和角度最小掃描步進。

我們以一維=32陣元，陣元間距42mm，掃描角度為±45°，掃描步進為1°的典型小型相控陣系統來分析：

(9)

(10)

其數控位數為

(11)

從上述計算可以看出，如果按理想延時模型來設計寬帶相控陣，則需要306ps的總延時量和0244ps的步進量，即延時器必須有不低于11種延時組合互相匹配，或芯片級延時器位數不低于11位才能滿足要求，這樣的設計需求會造成系統復雜度、尺寸、重量和成本直線上升，無論采用上述的何種主流延時方案，對于這種一維的小型相控陣來說，其體積、重量、功耗及成本都是不可接受或無法實現的。

3 基于子陣級真延時解決方案

3.1 子陣級真延時相控陣方案設計

由上文可知，如果每個陣元都采用延時線或者延時芯片來進行相位調整，則系統需要較大的延時總量和較小的延時步進量，這樣的延時需求給系統的工程實現帶來極大難度，考慮到寬帶相控陣的波束指向偏差主要是由較大的孔徑渡越時間引起的，而相鄰陣元間的孔徑渡越時間差相對較小，對波束指向影響較小的特點，姜瑋等人提出了分級延時的方法，通過子陣內低步進延時線和子陣間高步進延時線來實現，但對Ka頻段小型相控陣來說，其成本、復雜度、包括延遲芯片都很難工程實現。

根據這種分級想法，結合工程實現，本文提出一種將相控陣劃分為若干子陣，在子陣內移相，子陣間延時的分層設計方法，在解決距離較大陣元間寬帶信號相位變化過大問題的同時，又兼顧了小規模相控陣的工程實現。

3.2 分析與仿真

我們以上述線陣為例進行分析。由圖5可知，本方案將每4個陣元作為一個子陣，內部采用移相器完成子陣內配相，8個子陣之間采用延時芯片完成子陣間的孔徑渡越時間補償，則對于波束指向，其編號為的陣元延時量為

圖5 子陣級延時分層設計原理框圖

(12)

同時，由于采用移向器配相時只有在大角度掃描時寬帶信號才會產生色散，故系統在設計時將延時線的啟用狀態設置為掃描角度超過10°時使用。故系統最大延時量取決于第8子陣和第1子陣的間距、最大掃描角度兩個參數，則

(13)

系統最小延時量取決于相鄰子陣距離與最小掃描角度

(14)

(15)

此時，延時器的位數為3位即可滿足要求，而移相器也無需較高位數，此時大幅降低了工程設計難度和設備量，為小型寬帶相控陣提高寬帶接收能力提供了解決方案。

根據上述分析，結合目前已經工程化的延時芯片，延時步進量為28.57ps，延時總量200ps，數控位數為3bit，分別以4陣元/8陣元為一組子陣，子陣間采用延時芯片的分層設計進行仿真，得到上下邊帶信號的波束指向，如圖6和圖7所示。

圖6 邊帶信號在4陣元子陣分層延時方案的波束指向對比

圖7 邊帶信號在8陣元子陣分層延時方案的波束指向對比

由上述仿真結果可知，寬帶相控陣采用子陣級延時的分層設計思想進行設計的系統，其邊帶信號在法線、15°、30°、45°的掃描波束指向偏差相對于中心頻率信號的掃描角，偏移變化不大，在瞬時帶寬2GHz、掃描45°時的極限情況偏移大約為0.5°，相對于傳統移相器系統波束指向偏差1.7°已經發生了非常大的改善，且通過對比4陣元和8陣元子陣的仿真結果發現，兩種方案的波束指向偏差不大，再次印證了波束指向偏差主要是由最大孔徑渡越時間帶來的結論。

同時，由于目前的芯片最大延時量僅為200ps，根據前文分析，沒有滿足系統對最大延時量的需求，這是權衡了系統復雜度和波束指向精度兩個指標后的設計結果。如果系統對大角度掃描波束指向精度要求極高，則可通過串聯2片芯片延時器的方案來實現，其仿真結果如圖8所示。

由圖8可知，串聯2級芯片延時器由于滿足了最大孔徑渡越時間的要求，其大角度掃描的波束指向精度誤差更低，但由于芯片延時器衰減較大，串聯2級芯片延時器，需要對T/R組件的增益鏈路進行大幅補償，提高了系統復雜度，可在工程設計中根據需求權衡設計方案。同時，通過橫向對比，發現同樣使用8個延時芯片，采用8陣元子陣串聯2個延時芯片的方案，比4陣元單個延時芯片的方案，波束指向精度更高。

圖8 8陣元子陣分層延時方案延時量400ps的波束指向

4 結束語

寬帶相控陣的波束指向穩定度隨頻率變化而變化的問題，會直接影響到寬帶相控陣的使用，必須采取一定的技術手段對孔徑渡越時間進行補償，弱化和改善頻率變化對波束指向的影響，但陣元級的延時補償帶來設備量大和系統復雜度高的問題，在小型相控陣無法應用，本文提出一種基于子陣級真延時的設計方法，通過在子陣內移相、子陣間延時的分層設計方法，大幅改善了寬帶相控陣的波束指向穩定度問題的同時，降低了系統設計復雜度，目前已完成工程化設計，應用在相關項目中。