慣量積測試系統再平衡回路設計

張 超,周曉俊,2,凌林本

（1.北京航天控制儀器研究所,北京 100039;2.北京航空航天大學儀器科學與光電工程學院,北京 100191）

0 引言

擺式積分陀螺加速度計是慣性制導平臺系統中不可缺少的核心測量儀表,其結構類似于一個沿自轉軸方向附加偏心質量的二自由度陀螺儀,具有陀螺儀和擺的雙重特性,是一種利用陀螺力矩進行反饋的擺式加速度計［1］。由于擺式積分陀螺加速度計存在以二次項誤差為主的非線性誤差項,制導系統誤差模型中未對其進行補償,實際飛行結果分析顯示,存在制導工具誤差偏大、誤差模型不完善造成“天地不一致”等問題。

在擺式積分陀螺加速度計的誤差模型中,二次項誤差主要是由浮子組件的不等慣量和慣量積引起的。其中,不等慣量引起的非線性誤差項與內環零位偏角相關,可以通過在電氣上減小內環零位偏角抑制該項誤差。所以,慣量積是引起非線性誤差項的主要因素。慣量積是由結構決定的,工程上難以避免,必須在精確測試的基礎上進行補償。

慣量積測試屬于慣性參數測量范疇,但國內外報道多以轉動慣量、質心位置測試為主。目前,該方面設備主要應用于空間飛行器部件、汽車動力部件、發動機部件等外形規則的大型物體測量過程中。關于慣量積測試方法和測試理論的研究,國內外未見報道。

針對慣量積量級小（10-9kg·m2～10-8kg·m2）,常規手段測試難度大,本文提出了一種慣量積測試的方法。通過浮子組件高速旋轉激發慣量積產生離心力矩,并設計再平衡回路產生再平衡力矩,運用力矩平衡的方法使浮子組件處于平衡狀態,根據力矩電流的大小即可得到浮子組件慣量積產生的離心力矩的大小。

1 慣量積測試原理

擺式積分陀螺加速度計的功能是測量沿外框架軸的視加速度。當沿外框架軸有視加速度輸入時,擺式積分陀螺加速度計的轉子將繞外框架軸進動,其進動角速度與輸入的視加速度成正比。擺式積分陀螺加速度計浮子組件為近似圓柱體,如圖1所示。oxz為與浮子組件固聯的坐標系,質心m偏離浮子軸線的距離為l。浮子組件通常采取對稱設計,慣量積主要是由實際零件加工、裝配中的誤差導致的,如圓周對稱位置存在微小質量偏差m′時會產生不影響擺性的慣量積Jxz

圖1 浮子組件慣量積示意圖Fig.1 Diagram of floater assembly inertia product

Jxz=2m′b2sinθ0cosθ0（1）

式（1）中,b為質量偏差m′到原點o的距離,θ0為質量偏差m′與oz軸的夾角。

浮子組件慣量積是陀螺加速度計產生二次項誤差的重要因素。雖然慣量積量級小,約為10-9kg·m2～10-8kg·m2,但是對儀表精度影響顯著,10-8kg·m2的慣量積產生的儀表非線性誤差項為10-5量級。精確測量慣量積并進行結構優化調整是消除儀表二次項誤差的基礎。

陀螺加速度計浮子組件慣量積小,精確測試難度大,利用角度傳感器等電磁元件,通過借助高速旋轉條件,放大慣量積產生的離心力矩,通過測試離心力矩大小,實現微小慣量積的精確測試。測試基本原理為:在浮子組件存在慣量積的情況下,當浮子組件繞輸入軸x以角速度ω轉動時,在輸出軸y上會產生離心力矩

通過再平衡回路產生大小相等、方向相反的再平衡力矩使浮子組件處于平衡狀態,此時該離心力矩正比于再平衡回路的力矩電流。通過測量力矩電流即可得到離心力矩,進而得到慣量積Jxz的值。慣量積的測試示意圖如圖2所示,其工程實現主要采用高精度速率轉臺,被測浮子組件采用氣浮方式懸浮支撐,通過高精度工裝固定在轉臺上,并實現轉軸與浮子軸線的對準。

圖2 慣量積測試示意圖Fig.2 Diagram of inertia product measurement

2 再平衡回路設計

再平衡回路廣泛應用于慣性儀表中,使儀表工作于閉環狀態。通過產生再平衡力矩,使儀表輸出軸上的力矩之和為零,從而保持儀表輸出軸相對于殼體始終處于靜止狀態,并通過力矩電流大小獲得儀表輸入值［2-4］。

按施加電流的形式,再平衡回路可以分為模擬再平衡回路和脈沖再平衡回路。模擬再平衡回路結構簡單,易于實現,力矩電流是連續變化的模擬量,通過I/F電路將模擬的電流信號轉換成脈沖信號輸出給導航計算機。脈沖再平衡回路結構復雜,脈沖信號由直流信號和三角波信號比較而成,施加的力矩電流是幅值一定、周期一定、寬度可調的脈沖信號［5-7］。隨著DSP和FPGA等電子技術的不斷發展,產生了一種全新的數字式再平衡回路,脈沖信號的產生和控制算法集中于數字芯片中,能直接實現脈沖加矩和數字輸出［8-10］?；谌珨底质皆倨胶饣芈返膬瀯?采用以DSP為核心的全數字式再平衡回路方案。

2.1 再平衡回路工作原理

當浮子繞輸入軸x轉動時,由于慣量積的存在,會產生一個繞輸出軸y的離心力矩,使浮子繞輸出軸y轉動而偏離零位,角度傳感器檢測浮子角偏移并轉變成載波信號,經過前置放大、帶通濾波、相敏解調和低通濾波等環節后,得到正比于浮子偏轉角的電壓信號。該電壓信號經過A/D轉換后送入數字處理器,經過控制算法產生控制量,輸出調寬的脈沖波,作用于H開關和恒流源。給力矩器施加電流,力矩器產生的電磁力矩恰好與慣量積產生的離心力矩平衡,從而使浮子組件始終保持在零位附近,如圖3所示。數字控制器輸出的調寬脈沖波的占空比反映了慣量積產生的繞輸出軸的離心力矩的大小。

圖3 再平衡回路工作原理圖Fig.3 Diagram of rebalance loop operation principle

整個再平衡回路由信號預處理電路、數字控制電路和力矩電流發生器組成。其中,信號預處理電路包括前置放大、帶通濾波、相敏解調和低通濾波,這部分電路的作用主要是對傳感器輸出的信號進行放大、解調和濾波,并且使信號幅值位于A/D轉換的量程范圍內。數字控制網絡的核心是DSP,主要功能是進行A/D轉換、控制器的數字實現和PWM波輸出。力矩電流發生器包括恒流源和H開關兩部分,主要功能是供給力矩器調寬的脈沖電流信號產生再平衡力矩,使浮子始終處于零位附近。

2.2 再平衡回路模型建立

由2.1節可知,再平衡回路主要由三部分組成,下面對整個系統進行建模。浮子角運動與外加力矩之間的微分方程為

式（3）中,M為浮子上的外加力矩,C為阻尼系數,K為彈性系數,Jy為浮子相對于輸出軸的轉動慣量,β為浮子偏轉角。

對于本文研究的系統來說,彈性系數為零。由于采用氣浮軸承,阻尼系數近似為零,因此式（3）在初始狀態為零的條件下,經過Laplace變換后,動力學傳遞函數為

式（4）中,Jy=9×10-5kg·m2。

回路中,傳感器的靈敏度為Ks=34V/rad,前置放大、帶通濾波、相敏解調簡化為比例環節K1=40,數字控制器輸出的電壓轉電流系數為KVI=0.025A/V,力矩器系數為KM=2.45×10-4N·m/A,低通濾波器傳遞函數為Gf（s）

再平衡回路的框圖如圖4所示,M為慣量積產生的繞輸出軸的離心力矩,Mq為再平衡回路產生的平衡力矩,Gc（s）為控制器,I為加到力矩器的電流。

圖4 再平衡回路的框圖Fig.4 Block diagram of rebalance loop

不加控制器時,系統的開環傳遞函數為

系統的開環頻率特性如圖5所示。

圖5 系統開環頻率特性Fig.5 Diagram of open-loop frequency characteristics

由圖5可知,系統中頻段相位滯后較大,導致系統超調量過大,且系統截止頻率較低,系統響應較慢。因此,需要設計控制器使系統具有良好的動態特性和靜態指標。

2.3 控制器設計

PID控制器是一種線性控制器,它根據給定值r（t）與實際輸出值y（t）構成偏差e（t）,將偏差的比例（P）、積分（I）和微分（D）通過線性組合構成控制量,對受控對象進行控制。其控制規律為

式（7）中,e（t）為輸入的誤差信號,Kp為比例系數,Ti為積分時間常數,Td為微分時間常數,u（t）為控制器輸出。

傳遞函數形式為

對式（7）做離散化處理就可以得到位置式數字PID控制算法,即以一系列的采樣時刻點kT代表連續時間t,以矩形法數值積分近似代替積分,以一階向后差分近似代替微分,可得到其k采樣時刻的離散PID表達式

式（9）中,T為采樣時間。

根據式（9）應用遞推原理,可得到k-1個采樣時刻的輸出

式（9）與式（10）相減,經整理后,可以得到增量式PID控制算法公式

式（12）中,Ki=Kp/Ti,Kd=KpTd。

由再平衡回路原理可知,再平衡回路不僅是鎖定回路,而且是測量回路。作為鎖定回路,應具有足夠的跟蹤能力,即能夠輸出足夠大的力矩電流使浮子維持在零位附近;作為測量回路,應使輸出的力矩電流正確反映輸入力矩。為滿足再平衡回路的要求,必須提高系統截止頻率,增加系統相位裕度,在控制器中需要加入微分環節;為使浮子偏轉角度在穩態時為零,需要在控制器中加入積分環節。選取增量式PID參數:Kp=7.45、Ki=22.9、Kd=0.394、T=5×10-4s。

根據增量式PID控制律以及控制思想,設計控制流程圖如圖6所示。

圖6 增量式PID控制流程圖Fig.6 Flowchart of incremental PID control

3 仿真和實驗結果

為驗證再平衡回路的性能,對設計的電路進行系統仿真,系統采樣頻率為2kHz。加入控制器后,閉環系統零極點分布如圖7所示,閉環極點全部位于單位圓內,系統處于穩定狀態。

圖7 閉環系統零極點分布圖Fig.7 Zero-pole distribution diagram of closed-loop system

開環頻率特性如圖8所示,系統開環截止頻率為12.7Hz,相角裕度為69°,幅值裕度為27.3dB。

圖8 加入控制器后系統開環頻率特性Fig.8 Diagram of open-loop frequency characteristics with controller

系統閉環頻率特性如圖9所示。由圖9可知,閉環初始值為0dB,所以在階躍信號作用下,系統沒有靜差;幅頻特性曲線峰值較小,系統階躍響應過程的超調量小,同時系統帶寬為17.7Hz,系統具有較快的響應。

圖9 系統閉環頻率特性Fig.9 Diagram of closed-loop frequency characteristics

在輸入最大離心力矩5×10-5N·m的條件下進行仿真,DSP輸出的PWM占空比曲線如圖10所示。由圖10可知,系統調節時間為0.15s,超調量為15.7%,系統響應較快且過渡過程比較平穩。力矩電流大小曲線如圖11所示。由圖11可知,再平衡回路能提供足夠大的力矩電流。

圖10 PWM占空比曲線Fig.10 Curve of PWM duty ratio

通過采樣電阻對力矩電流進行采樣,采樣電阻選擇精密無感電阻,電阻大小為5Ω,精度為千分之一,設計的恒流源大小為253.7mA。采樣電阻兩端的電壓值與其對應的占空比如表1所示。通過對采樣數據進行處理可得,力矩電流發生器的零偏電流為0.164mA,力矩電流非線性度小于0.5%,力矩電流的對稱性小于0.2%。通過采樣電壓值與理論值相比,可得采樣電壓的最大誤差小于1mV,對應力矩電流的誤差為0.2mA。在轉速為300r/min的條件下,可以滿足慣量積測試精度10-9kg·m2的要求。

表1 采樣電阻的電壓值與對應的占空比Table1 Voltage value of sampling resistance and its corresponding duty ratio

4 結論

本文提出了一種通過高速旋轉激發慣量積產生離心力矩的測試方法,并設計了全數字式再平衡回路來測量離心力矩。通過仿真分析,所設計的再平衡回路不僅能提供足夠的力矩電流使浮子組件始終處于零位附近,而且系統響應快,過渡過程比較平穩,輸出的力矩電流能正確反映慣量積產生的離心力矩,慣量積測試精度優于10-9kg·m2。通過精確測量慣量積并進行結構優化調整,為擺式積分陀螺加速度計精度提高打下基礎。