基于集成MZI濾波器的寬帶微波頻率與到達角測量方法

齊 躍,董 代

（1.92941部隊,葫蘆島 125001;2.北京航天控制儀器研究所,北京 100039)

0 引言

微波頻率和微波到達角測量技術是電子戰偵察系統中的關鍵技術。隨著微波技術的不斷發展,各種微波武器和新的作戰形式不斷涌現,更高頻率、更大帶寬的微波信號的使用不斷增多,微波測量技術也需要適應高頻寬帶信號的測量。然而,傳統的基于電子器件的微波測量系統受限于瞬時帶寬小、高頻損耗大等固有瓶頸的限制,對高頻微波信號的測量需要引入更復雜的測量設備,使得系統龐大、抗電磁干擾能力差。微波光子學的發展為解決上述問題開辟了新的道路。由于光波的頻率遠高于微波,基于光子的微波信號測量系統天然地具有超大的帶寬,而光學系統又同時具備損耗小、質量小、抗電磁干擾能力強的優勢,使其在未來雷達、通信、電子戰系統中發揮重要作用［1］。

微波光子學對寬帶微波頻率的測量方法解決了頻率-功率映射、頻率-空間映射、頻率-時間映射和光子壓縮感知等幾類關鍵技術［2-5］。基于上述技術的微波光子頻率測量方法已經能夠實現對接近40GHz帶寬的微波信號進行頻率測量,頻率測量精度達到100MHz［6］。

微波到達角測量方面,其測量方法是:將兩個具有相位差的微波信號調制到光載波上,并通過調制本振信號或調制器偏置點實現微波相位差到輸出光信號功率的映射,從而實現相位差的測量,進而計算微波信號到達角［7-9］。例如,Cao等［9］提出了基于雙驅動調制器的微波相位差測量方案,將待測微波調制到雙驅動調制器兩臂上,通過控制直流偏置消除光載波,調制器輸出的光信號是兩臂中光邊帶的干涉疊加,其光功率是兩微波相位差的函數,從而可以通過光功率來測量微波相位差。近年來,研究者們基于雙平行調制器、雙偏振調制器等離散器件實現了寬帶微波信號到達角的高精度測量［10-11］。Lin等［11］提出了基于雙平行二進制相移鍵控的二維到達角測量,通過測量排列成L形的三個天線接收到信號的相位差,實現了三維的目標測向。然而,基于光纖分立器件的微波光子測量系統有著可靠性差的缺點,光纖本身和光纖間的連接都容易受到環境溫度、振動等因素的影響,使得光纖中傳輸的光載微波信號的相位、偏振態發生隨機的抖動漲落,從而導致系統的不穩定,極大地削弱了系統的性能。將調制器、探測器以及光子處理器件（濾波器、延時器等）集成到單個光子芯片上可以避免振動對不同器件的影響,并可以通過溫控裝置對芯片上所有光子器件進行統一的調控,極大地提高了系統可靠性。目前,基于集成光子技術的微波光子測量方案已有諸多報道［12-15］,例如,Zhang等［16］基于單個芯片上的微環輔助馬赫-曾德爾干涉（Mach-Zehnder Interferometer,MZI）濾波器,實現了5GHz～39GHz的微波頻率測量范圍和37MHz的測量精度。然而,在上述的微波到達角測量方案中多是對已知頻率微波的測量,在實際應用場景中往往需要對未知頻率信號的到達角進行測量,這就需要測量系統能同時對微波頻率和相位差進行測量。因而,將測頻、測相等多種功能一體化集成將是微波光子測量系統的發展趨勢。

本文提出了一種基于載波抑制雙邊帶調制和MZI結構的集成光子輔助微波頻率和到達角測量方案,通過單個測量鏈路同時實現微波頻率和微波到達角的測量。兩路微波信號來自同一個輻射源,在接收端通過兩個天線進行接收（兩微波信號的頻率相同,但存在一定的相位差）,兩微波信號通過載波抑制雙邊帶調制,得到兩路光載微波信號。兩路光載微波信號通過MZI濾波器濾波,并通過控制MZI濾波器上的移相器調諧MZI濾波器的濾波頻率,使其變化超過一個自由光譜范圍（Free Spectral Range,FSR）,此時光邊帶的功率也會隨之發生變化。這時通過測量光功率變化的振幅,就可以得到微波信號的頻率。兩路光載微波信號通過MZI干涉儀將相位差映射成光功率,通過光電探測器可以對兩路信號的相位差進行測量,根據頻率和相位差可以計算得到微波信號的到達角。此方案的測頻方法對系統初始相位、激光器頻率穩定性要求較低,對光學處理器件頻率穩定性的要求也不高,避免了復雜的調制和光學處理器件頻率控制環節,具有廣闊的工程應用前景。

1 基于集成MZI濾波器的微波光子頻率測量原理

集成微波光子頻率和到達角測量鏈路由激光器、推挽式調制器、可調諧MZI濾波器、光電探測器和信號處理器構成,如圖1所示。其中,馬赫-曾德爾調制器、可調諧MZI濾波器、光電探測器可以集成在單個集成光子芯片上以減小器件的尺寸和質量,提高系統可靠性。該鏈路由三條子鏈路構成,分別為兩條微波頻率測量鏈路和一條微波信號相位差測量鏈路。圖2為微波頻率測量鏈路的示意圖。

圖1 集成微波光子頻率測量與到達角測量方案示意圖Fig.1 Schematic diagram of integrated microwave photonic frequency measurement and angle-of-arrival measuring scheme

圖2 集成光子微波頻率測量鏈路示意圖Fig.2 Schematic diagram of integrated microwave photonic frequency measurement link

激光器產生的光載波信號電場可以表示為

式（1）中,Ec為光載波電場強度幅值,ωc為光載波角頻率。光載波經推挽式調制器被微波信號調制,通過調控直流偏置使調制器偏置在最小偏置點,從而抑制光載波和偶數階光邊帶,實現載波抑制的雙邊帶調制。在小信號調制情況下,高階光邊帶的功率很小,因此可以認為此時鏈路中只存在±1階光邊帶,其表達式為

式（3）中,neff為集成光波導有效折射率,L為MZI濾波器兩臂的長度差,c為真空光速,θ為移相器引入的相移。那么,濾波后的±1階邊帶電場強度為

濾波后的光信號經過光電探測器對兩光邊帶的強度進行測量,對應的直流光電流強度（正比于光邊帶功率）為

總直流光電流為

如式（6）所示,總直流光電流是移相器相移量θ的余弦函數,且該余弦函數的振幅（即最大值與最小值之差的一半）是微波信號頻率的余弦函數。如圖3（a）所示,當微波頻率接近于0時,不同移相量θ1、θ2的光功率隨頻率變化曲線如圖3（a）的左側;隨著相移量的變化,光電流最小值接近于0,光電流曲線的歸一化振幅趨近于1,如圖3（a）的右側。當微波率接近FSR/4時,兩光邊帶的頻率差為FSR/2,當相移量變化時,兩光邊帶的功率此消彼長,而總功率保持幾乎不變,歸一化振幅趨近于0,如圖3（b）所示。

圖3 不同微波頻率光電流隨相移量的變化示意圖Fig.3 Schematic diagram of photocurrent variation with phase shift at different microwave frequencies

通過改變θ可以測得直流光電流的最大值Imax和最小值Imin,從而計算出曲線的歸一化振幅A和微波信號頻率ωe

式（8）中,FSR為MZI濾波器的自由光譜范圍。通過設計臂長差L,可以實現對MZI濾波器自由光譜范圍的設計。根據式（8）,為了保證測量出的微波頻率的唯一性,此方案的測量范圍（即測量系統的工作頻率范圍）為0～FSR/4。若設計MZI濾波器的FSR=80GHz,則該測試鏈路的頻率測量范圍為0GHz～20GHz。

2 基于集成MZI濾波器的微波光子相位差與到達角測量原理

干涉儀測向是最常用的高精度輻射源到達角測量技術,其原理示意圖如圖4所示。

圖4 基于干涉儀的到達角測量原理示意圖Fig.4 Schematic diagram of angle-of-arrival measurement based on interferometer

若通過兩個間距為d的天線對來波方向為θ0的微波進行測向,兩天線接收到的微波信號相位差為

通過測量相位差φ,可以計算得到微波信號的到達角度θ0

通過如圖5所示的微波信號相位差測量鏈路,可以對兩路微波信號（射頻信號1、射頻信號2）的相位差進行測量,移相器用于校正兩路光信號相位,使它們在初始狀態下的相位差為0。

圖5 微波信號相位差測量鏈路示意圖Fig.5 Schematic diagram of microwave signal phase difference measurement link

光載波通過光學分束器均分成強度相等的兩路信號,并通過載波抑制的雙邊帶調制將射頻信號1和射頻信號2分別調制到兩路光載波上,調制后的信號表達式為

調制后的光載微波信號通過光學合束器,兩路上下邊帶相干,得到合束后的信號表達式為

經光電探測器后,輸出的直流光電流為上下邊帶光電流之和

根據式（13）,可以通過測量光電探測器輸出的直流光電流來測量兩路微波信號的相位差,并基于式（10）計算得到微波信號的到達角。

3 基于集成MZI濾波器的微波光子相位差與到達角的建模仿真實驗

基于式（6）,仿真得到不同微波頻率下光電探測器測量得到的光邊帶的歸一化總功率隨移相器相移量的變化曲線,如圖6（a）所示。基于式（7）和式（8）,光功率曲線的振幅隨著微波頻率的增大而減小,其變化趨勢如圖6（b）所示。

在實際測量時,通過對移相器施加驅動信號,控制其相移量,以改變光信號的功率。值得注意的是,相移量與驅動信號之間通常不是線性關系,即光功率曲線通常不是驅動信號強度的余弦函數。然而,只要控制驅動信號使相移量超過2π,就可以測得光功率曲線的最大值與最小值,再根據式（7）和式（8）計算出微波信號頻率。此方案由于光信號功率是由移相器相對相移量決定的,不要求激光器波長和濾波器的濾波頻率對齊,從而大大降低了鏈路控制的難度。

基于上述分析,通過測量光功率曲線振幅,可以得到微波信號的頻率。然而,當微波頻率較低時（圖6（b）中頻率靠近0GHz時）,光功率曲線振幅隨頻率的變化幅度較小,可能存在無法分辨兩個不同的微波頻率;當微波頻率較高時（圖6（b）中頻率靠近20GHz時）,光功率曲線振幅接近0,可能受限于后續信號處理模塊的采樣精度使得測量不準確。因此,單個鏈路對工作頻率范圍內的低頻和高頻微波的頻率測量精度不高。為解決上述問題,對圖1中的兩路頻率測量鏈路設計具有不同FSR的可調MZI濾波器。若圖1中的MZI濾波器1和MZI濾波器2的FSR分別為80GHz和8GHz（兩個MZI濾波器的臂長差分別為911.1μm和9.111mm）,那么通過兩路光電探測器測得的歸一化光功率曲線振幅隨調制微波頻率的變化如圖7所示。

圖6 光電探測器光邊帶總功率隨移相器相移量的變化曲線及其光功率振幅隨微波頻率變化趨勢圖Fig.6 Variation curves of photodetector total optical sideband power with phase shift of phase shifter and variation trend of optical power amplitude with microwave frequency

由圖7可知,若待測微波頻率在0GHz～20GHz范圍內,通過兩路光電探測器測得歸一化光功率曲線振幅,MZI濾波器1隨調制微波頻率的變化是一條從1降到0的平滑曲線,而MZI濾波器2隨調制微波頻率的變化是一條規律波蕩曲線,微波頻率在4GHz內出現一個波谷,且波形完全相同。工作頻率范圍內的低頻和高頻微波的頻率對測量精度有很大影響,頻率越高,其精度越低。

圖7 FSR分別為80GHz和8GHz時兩路頻率測量鏈路測得的光功率曲線振幅隨調制微波頻率的變化Fig.7 Variation of optical power curve amplitude measured by two frequency measurement links with modulated microwave frequency when FSR is 80GHz and8GHz respectively

圖8為到達角的振幅統計圖。從建模仿真實驗數據得出,若待測微波頻率在0GHz～20GHz范圍內,則通過MZI濾波器1測得的到達角曲線振幅落在1上下,而對于MZI濾波器2測得的到達角曲線振幅落在0～1之間,從而大幅提高了頻率測量的精度。通過增大MZI的兩臂長度差,可以進一步減小MZI濾波器2的FSR,隨著其FSR的減小,測得的到達角曲線振幅區間就越小,對應測得的頻率就越準確,從而進一步提高了測量精度。

圖8 到達角的振幅統計Fig.8 Amplitude statistics of angle-of-arrival

4 結論

本文提出了一種基于載波抑制雙邊帶調制和MZI結構的集成光子輔助微波頻率和到達角測量方案,實現了同時對微波頻率和微波到達角的測量。通過控制MZI濾波器將微波頻率信息映射到光功率變化的振幅,測量微波信號的頻率;通過MZI干涉儀結構將相位差映射到光功率,通過光電探測器可以對兩路信號的相位差進行測量,根據頻率和相位差可以計算得到微波信號的到達角。此方案避免了傳統微波測量儀器電路復雜、測量頻率帶寬不足的缺點,設計的MZI結構集成光子測頻方法對各光學處理器件要求也不高,避免了復雜的測量構件。該方法易于實現,具有廣闊的應用前景。