基于HIS的低剖面寬角掃描相控陣天線設計

梁 靜，張 冰，張 華，任 建

(1.中國空空導彈研究院，河南 洛陽 471009； 2. 航空制導武器航空科技重點實驗室，河南 洛陽 471009； 3. 西安電子科技大學 天線與微波技術重點實驗室，西安 712000； 4. 空裝駐洛陽地區第一軍事代表室，河南 洛陽 471009)

0 引 言

相控陣天線是一種由天線單元按周期排列組成的陣列天線，通過調控陣列單元之間的相位差，實現在寬掃描范圍內靈活精確地控制輻射波束的方向[1]。隨著軍民需求和空間探索的不斷發展，對雷達的性能要求也越來越高。相控陣天線具有反應迅速、靈敏、準確，同時可以探測、識別和跟蹤多個目標等特點, 是一種十分先進的多功能綜合天線，可用于幾乎所有的軍用雷達系統。此外，在空中交通管制、氣象預測預報等領域中也有廣闊的用武之地[2]。

目前，微帶陣列天線由于其剖面低、重量輕、結構簡單和空間占用率小等特點，逐漸成為相控陣天線設計使用的優先選擇[3]。傳統相控陣波束指向精度高、調節速度快，但卻需要使用大量收發組件(T/R)支持其波束掃描的正常工作[4]。由于飛機速度越來越快，要求雷達覆蓋角度越來越大，這就導致傳統相控陣天線±50°的波束掃描范圍不再滿足需求。拓展波束掃描角度主要有兩種方法：一種是嘗試選取輻射角度覆蓋范圍大的單元來進行布陣； 另一種是通過增加天線的工作帶寬，利用寬帶掃描技術[5]。

由于MMS(Metamaterials)的快速發展，有學者將其用于相控陣的波束掃描上，如添加矩形EBG(Electromagnetic Band Gap)覆層的雙頻相控陣天線，能夠實現從邊射方向到端射方向的寬波束掃描范圍； 還有學者利用MMS實現波束掃描，計算出每個MMS 單元位置處需要補償的傳輸相位，進而獲得不同位置的MMS 單元尺寸[6]，這種先進的技術可以不使用移相器和功分器實現波束偏移； 也有將天線地板用超表面(Metasurface)代替，利用表面波實現端射，進而獲得陣列的大角度掃描[7]。

結合相關學者的研究，設計一款寬帶寬掃描角度的相控陣天線的首要任務是設計寬帶寬波束的輻射單元。本文考慮在傳統相控陣天線基礎上添加HIS(High Impe-dance Surface)以降低陣列剖面高度，并利用其表面波拓展掃描角度。

本文設計了中心頻率位于2.5 GHz的寬帶寬波束蝶形偶極子輻射單元，并將其組成八元線陣，目的在于利用設計的HIS，降低相控陣天線的剖面高度，拓展其掃描角度，而不再設計饋電網絡，直接設置端口的相位實現波束掃描。設計的HIS單元可以在2.5 GHz處實現同相反射，且帶隙為2.40～2.48 GHz。將設計的HIS加載在相控陣天線上，實現低剖面并且提高相控陣天線的掃描能力。

1 輻射單元設計與仿真

1.1 偶極子結構

由于普通柱狀偶極子帶寬較窄，不適于用作相控陣的單元，因此，對經典偶極子進行改進，將振子臂改為三角形，拓展其工作帶寬[8]。在此基礎上增加四分之一波長短路柱巴倫，進一步增加其阻抗帶寬。模型如圖1所示。

圖1 寬帶蝶形偶極子結構Fig.1 The structure of wideband butterfly dipole

由圖1可知，整個偶極子由地板、介質板、輻射貼片和饋電結構組成。介質板的下方印刷微帶偶極子，并在饋電處留有通孔，同軸外導體與左側振子臂連接，內導體延伸至右側與接地導體連接。圖中具體的模型參數：L1=20 mm,L2=20.5 mm,W1=20.8 mm,W2=23.1 mm,lGap=1 mm,H1=45 mm,H2=46.59 mm,d=120 mm。

1.2 偶極子仿真結果

對于上述偶極子結構在ANSYS HFSS中進行全波仿真，仿真結果如圖2～3所示。

圖2 電壓駐波比結果Fig.2 The results of VSWR

由圖2可知，寬帶蝶形偶極子在1.9～3.2 GHz內實現了wVSWR< 2的寬阻抗帶寬； 由圖3可知，偶極子最大增益為6 dBi，這里增益較低是由于所設計的微帶型偶極子天線剖面較高； E面在±60°內XPD大于20 dB； H面在±60°內XPD大于25 dB。

圖3 E, H面主極化與交叉極化Fig.3 The co-polarization and cross-polarization of E-plane and H-plane

2 HIS的設計與仿真

2.1 HIS特性分析

HIS(High Impedance Surface)同時具有同相反射和傳輸表面波的特性。首先，分析表面波的傳輸條件，表面波可以分為TE表面波和TM表面波兩種情況。傳輸這兩種波的表面阻抗公式如下：

(1)

式中：α為波在傳輸方向的衰減常數；ω為角頻率；ε為傳輸環境的介電常數；μ為傳輸環境的磁導率?？梢钥闯?，TM表面波的表面阻抗為感性[9]； TE表面波的表面阻抗需要是容性，換句話說，容性的表面阻抗可以支持TE表面波傳輸[10]。

HIS的結構和等效電路如圖4所示[11]。

圖4 HIS結構示意圖和等效電路Fig.4 The structure and equivalent circuit model of HIS

圖4中，C為由兩個相鄰HIS上表面構成的電容；L為由金屬化過孔引入的電感；L1為未引入金屬化過孔的兩個HIS單元構成的電感。由于L1?L，故在推導中忽略L1。根據HIS的等效LC電路可以推出：

(2)

對于同相反射特性，需要從反射相位的定義出發：

(3)

式中：Eb為后向傳輸的電磁波；Ef為前向傳輸的電磁波；η為自由空間波阻抗。金屬上的Zs一般較小，所以，式(3)反射相位近似為±π，表現為反相； 如果Zs較大，式(3)反射相位近似為0，表現為同相。

2.2 矩形HIS單元的設計

傳統正方形HIS單元及其簡約布里淵區(Reduced Brillouin Zone)如圖5所示。

Fig.5 正方形HIS單元及簡約布里淵區Fig.5 The unit structure and reduced Brillouin zone of square HIS

矩形HIS單元的結構與簡約布里淵區如圖6所示。

圖6 矩形HIS單元及簡約布里淵區Fig.6 The unit structure and reduced Brillouin zone of rectangle HIS

2.3 HIS的仿真

HIS單元結構如圖7所示。

圖7 HIS結構圖Fig.7 The structure of HIS

觀察圖7，矩形HIS單元由地板、介質、金屬化過孔和矩形金屬貼片構成。通過在ANSYS HFSS中進行本征模仿真，可以得到矩形HIS的帶隙特性如圖8所示。

圖8 布里淵區帶隙特性Fig.8 The band gap characteristics of Brillouin zone

觀察圖8可知，矩形HIS構成的帶隙出現在2.40～2.48 GHz。由于矩形單元的兩個邊長不同，所以兩個極化方向出現同相反射的頻點也不同，如圖9所示。

由圖9(a)可知，矩形單元的長邊極化對應的同相反射頻點是2.5 GHz； 短邊極化對應的同相反射頻點是4.4 GHz； 由圖9(b)可知，HIS表現出的阻抗特性是并聯諧振狀態。

圖9 矩形HIS單元同相反射和阻抗特性Fig.9 In-phase reflection characteristics and impedance characteristics of rectangle HIS

圖10給出矩形HIS的長邊/短邊的掃參分析。由圖可得，矩形長邊極化諧振在2.5 GHz的同相反射點頻率基本不隨短邊w變化，但是會隨著長邊l的增加而降低； 觀察圖10(c)～(d)，發現矩形短邊極化諧振在4.4 GHz的同相反射點頻率會隨著長邊l和短邊w的變化而改變。但是兩者對于反射相位的影響不同，w對于同相反射的頻點改變較大，而對兩側邊頻基本不影響，l對反射相位的影響近似于平移。

圖10 矩形HIS單元參數分析Fig.10 The parameters analysis of rectangle HIS

3 相控陣天線的設計與仿真

3.1 傳統相控陣天線

根據設計的寬帶蝶形偶極子，可以組成1×8的等幅等相位差線陣。結構如圖11所示。

圖11 傳統八元線陣Fig.11 The traditional 8-element linear array

圖中將偶極子沿H面布陣，組成八元線陣。具體參數見表1。

表1 陣列結構參數表

相控陣天線電流相位差與波束指向的關系式為

β=-kdcosθM

(4)

式中：β為相鄰陣元電流相位差；k為波數；d為陣元間距；θM為相控陣波束掃描最大角度[12]。根據式(4)可以得到波束指向各個角度的電流相位差。圖12為傳統相控陣天線的仿真結果。

圖12 八元線陣仿真結果Fig.12 The simulation results of 8-element linear array

圖12(a)只給出了1，2，3，4四個端口的有源駐波比，5，6，7，8端口與前四個端口是對稱的。由圖可知，陣列實現了在2.3～3.1 GHz內有源駐波比小于2的性能； 陣列天線增益為13 dBi，并由圖12(b)看出，E面在±60°內XPD為24 dB； H面在±60°內XPD為21 dB； 陣列的副瓣電平為-13 dB，這是由于等幅同相分布一維線陣的極限副瓣為-13.5 dB。

波束掃描結果如圖13所示。觀察圖13可以看出，在波束掃描至60°時天線最大增益已經有明顯下降，相比于最大值已經下降了6 dB左右，并且在58°左右的一個副瓣方向性已經超過主瓣，副瓣電平升高至-6.7 dB。

圖13 傳統八元線陣波束掃描結果圖Fig.13 The beam scanning results of traditional 8-element linear array

3.2 HIS為地板的相控陣天線

3.2.1 加載HIS的偶極子

首先將HIS加載到寬帶偶極子上，如圖14所示。觀察圖14可知，剖面高度H1只有0.04波長，相比于前文的0.37波長降低將近1/9。

圖14 加載HIS的偶極子結構圖Fig.14 The structure of dipole with HIS

加載HIS的偶極子單元E，H面主極化與交叉極化如圖15(a)所示； 對比加載HIS與未加載HIS的偶極子H面方向圖如圖15(b)所示。觀察圖15(a)可知，加載HIS的偶極子增益為6.7 dBi，相比于未加載有0.7 dB的提高，E面在±60°內XPD為25 dB，H面在±60°內XPD為38 dB，相比于未加載HIS的偶極子分別有5 dB和13 dB的提高； 從圖15(b)可知，加載HIS可以將偶極子的H面方向圖拓展為全向，以便獲得更大的波束掃描角度。

圖15 加載HIS偶極子仿真結果Fig.15 The simulation results of dipole with HIS

3.2.2 加載HIS的相控陣

將偶極子組成1×8的等幅等相位差的線陣，其波束掃描特性如圖16所示。觀察圖16可得，陣列在掃描至60°時，主瓣增益只下降2 dB左右，相比于不加載的6 dB有了4 dB的提升，并且副瓣電平有-13 dB； 在波束掃描至70°時才出現可與主瓣相比擬的副瓣，而由圖13知，未加載的線陣在55°就會出現，相當于擴展了30°的掃描范圍。

圖16 加載HIS的八元線陣波束掃描結果圖Fig.16 The beam scanning results of 8-element linear array with HIS

根據圖17(a)可知，在掃描至60°時，加載HIS的八元線陣比未加載的增益要高3 dB，并且副瓣電平要比未加載的低12 dB； 圖17(b)表明，在0°～70°波束掃描范圍內，加載HIS的陣列增益比未加載的高，在掃描至50°以上的大角度時更加明顯。

圖17 加載HIS與未加載HIS的八元線陣結果對比Fig.17 The comparison of 8-element linear array with HIS vs without HIS

為體現陣列中單元的耦合特性，選取位于陣列中的第四個單元作為基準單元，給出其他單元與該單元之間的傳輸系數，見圖18(a)。仿真的有源駐波比如圖18(b)所示，加載HIS的陣列有源駐波比m可以在2.45～2.55 GHz內實現小于2的阻抗帶寬。且各個單元之間的隔離度基本都在25 dB以上，隔離特性較好，并且保證了波束掃描特性不會由于單元間的耦合產生惡化。這里阻抗帶寬降低的原因主要是受加載HIS的影響，由于HIS的并聯諧振阻抗通過耦合影響了天線陣列的阻抗，導致陣列偏移至偶模狀態工作。

圖18 加載HIS的八元線陣的耦合特性Fig.18 The couple characteristics of 8-element linear array with HIS

觀察圖19，加載HIS的偶極子陣列是并聯諧振狀態，帶寬很窄，而未加載HIS的偶極子陣列是串聯諧振狀態，帶寬較寬。結合圖9(b)可知，HIS的阻抗特性是并聯諧振的，這意味著此陣列帶寬窄的原因是加載的HIS表面引起的。

圖19 加載HIS與未加載HIS八元線陣阻抗特性Fig.19 The impedance characteristics of 8-element linear array with HIS vs without HIS

4 結 論

本文設計了相對寬波束寬帶的蝶形偶極子單元，適宜作相控陣天線的輻射單元。此外，基于同相反射與表面波特性，設計了一款極化敏感的HIS，在兩個極化方向實現了不同的同相反射頻點，提高了交叉極化鑒別度。對于加載HIS的偶極子方向圖要比未加載HIS的偶極子方向圖更寬，加載HIS的偶極子組成的八元線陣相比于不加載HIS的線陣，波束掃描角度有15°左右展寬效果。但本文的設計仍然有不足之處，由于加載HIS對于偶極子的阻抗影響比較大，使得原本工作于基模狀態的偶極子在加載HIS后工作于偶模狀態，以至于陣列的阻抗帶寬很窄。后期工作可以在寬頻帶HIS以及HIS排布方向與陣列排布方向上進行研究。